- •1.Классификации сред по отношению к электромагнитному полю
- •2.Уравнения Максвелла в дифференциальной, интегральной и комплексной формах
- •3.Уравнение баланса мгновенных значений мощности
- •4 Волновые уравнения Общий случай
- •Монохроматическое поле
- •Комплексный вектор Пойнтинга (вывод уравнения, объяснить слагаемые).
- •Векторный и скалярный электродинамические потенциалы (определение, назначение). Электродинамические потенциалы Общий случай
- •7.Уравнение баланса мгновенных значений мощности (см. Вопрос №3)
- •8. Классификация задач электродинамики. Единственность решения внутренних задач электродинамики классификация задач электродинамики
- •Теоремы единственности решения краевых задач электродинамики Вводные Замечания
- •. Единственность решения внутренних задач электродинамики
- •2.2.3. Единственность решения внешних задач электродинамики
- •9 Магнитные токи. Магнитные заряды (определение, назначение). Уравнения Максвелла с учетом магнитных токов и зарядов. Принцип перестановочной двойственности.
- •10. Излучение электромагнитных волн (теоретическое объяснение, простейшие системы, излучающие электромагнитные волны).
- •11.Элементарный электрический вибратор
- •5.3. Анализ структуры электромагнитного поля элементарного электрического вибратора
- •5.3.1. Деление пространства вокруг вибратора на зоны
- •12. Деление пространства вокруг ээв на зоны. Напряженность электрического и магнитного полей ээв в ближней зоне.
- •5.3.3. Ближняя зона
- •13.Напряженность электрического и магнитного полей ээв в дальней зоне. Структура электромагнитного поля ээв в дальней зоне. Волновое сопротивление среды.
- •Вопрос 14. Диаграммы направленности (дн). Пространственная, мери-дианальная, экваториальная дн. Нормированная дн. Дн ээв
- •15. Комплексный вектор Пойнтинга, электромагнитная энергия, мощность излучения поля ээв. Сопротивление излучения. -Комплексный вектор Пойнтинга
- •-Мощность излучения элементарного электрического вибратора
- •-Сопротивление излучения
- •-Система координат, связанная с ээв
- •18. Элементарная рамка с током (эр). Поле эр в дальней зоне. Мощность излучения, дн эр. Действующая высота эр.
- •19 Элемент Гюйгенса (эг). Система координат, связанная с эг. Электрическое и магнитное поле эг в плоскости yoz. Дн эг в плоскости yoz.
- •20 Лемма Лоренца (запись в дифференциальной и интегральной формах). Теорема взаимности (получение из леммы Лоренца). Следствия, вытекающие из теоремы взаимности.
- •6.1.4. Волны в проводниках
- •6.1.5. Затухание волн
- •6.1.6. Глубина проникновения
- •23. Падение нормально поляризованной плоской волны на границу раздела двух сред (преломление, отражение волн, законы Снеллиуса, коэффициенты отражения и прохождения световой волны).
- •24 Приближенные граничные условия Леонтовича-Щукина (вывод и запись условия).
- •25 . Явление поверхностного эффекта
- •26. Направляющие системы ,виды направляющих систем. Виды э-м волн в направляющах системах.
- •28. Прямоугольный волновод (форма, геометрические параметры волновода, критическая длина волны, индексы m и n, пример рисунка структуры поля в волноводе).
- •29.Основная волна прямоугольного волновода
- •30.Выбор размеров поперечного сечения прямоугольного волновода из условия одноволновой передачи
- •31. Круглый волновод Вывод формул для поля
- •10.2.2. Токи на стенках круглого волновода
- •10.2.3. Передача энергии по круглому волноводу
- •32. Общие свойства объемных резонаторов
- •11.1.2. Свободные гармонические колебания в объемных резонаторах
- •11.1.3. Резонансные частоты свободных колебаний
- •11.1.4. Добротность объемных резонаторов
- •11.1.5. Собственная добротность закрытых резонаторов
- •11.1.6. Связь между добротностью объемного резонатора и длительностью процесса свободных колебаний в нем
- •Коаксиальный резонатор
- •Прямоугольный резонатор
- •11.2.5. Цилиндрический резонатор
- •33 Проходной резанатор
26. Направляющие системы ,виды направляющих систем. Виды э-м волн в направляющах системах.
Кроме свободно распространяющихся волн, рассмотренных в предыдущих главах, существуют волны, распространение которых возможно только при наличии каких-либо направляющих элементов (границы раздела сред, металлических, диэлектрических или пол у проводящих трубок, стержней и др.). Такие волны называют направляемыми. Совокупность направляемых элементов образует направляющую систему. Направляющие системы служат для передачи энергии электромагнитной волны от источника (генератора) к потребителю например от передатчика к антенне, от прием- ной антенны ко входу приемника и т.д. В связи с этим направляющие системы называют также линиями передачи энергии или, более коротко, линиями передачи. Направляющую систему, у которой поперечное сечение и другие параметры не меняются в продольном направлении, называют однородной. На рис.9.1 изображены поперечнью сечения некоторых используемых на практике однородных направляющих систем: двухпроводной (а), коаксиальной (б), экранированной двухпроводной (в), симметричной (г) и несимметричной (д) полоскоаых линий, диэлектрического волновода (е), световода (ж) и полых металлических волноводов: прямоугольного (з), круглого (и) и эллиптического (к).
Все линии передачи можно разделить на два класса: линии открытого типа (см., например, рис. 9.1, а, г, д, е, ж) и линии закрытого типа (см., например, pnc.9.1,6,s,3,u,K). В линиях передачи закрытого типа вся передаваемая энергия сосредоточена в области, экранированной от внешней среды металлической оболочкой той или иной формы. В линиях открытого типа электромагнитное поле, строго говоря, распределено во всем пространстве, окружающем линию. Линии открытого типа обычно выполняют таким образом, чтобы подавляющая часть передаваемой энергии была сосредоточена в непосредственной близости к линии. Тем не менее линии открытого типа подвержены влиянию внешних воздействий. На волны в таких линиях влияют электромагнитные лоля, созданные другими источниками, и внешние условия (например, метеорологические: дождь, снег, обледенение).
По структуре поля направляемые волны делятся на поперечные, электрические, магнитные и гибридные.
Поперечными воинами, или ТЕМ-волнами (Т- первая буква английского слова transvers, что означает поперечный), называют волны, у хоторых векторы Е и Н перпендикулярны направлению распространения волны, т.е. не имеют продольных составляющих.
Отметим, что в соответствии с ГОСТ 18238-72 (Линии передачи сверхвысоких частот. Термины и определения) эти волны полагается называть Г-волнами. Однако это название практически не используется ни в зарубежной, ни в отечественной литературе. Поэтому в книге сохранен общепринятый термин ТЕIW-волны.
Электрическими волнами, или Е-волнами, называют волны, у которых вектор Е имеет как поперечные, так и продольную составляющие, а продольная состааляющая вектора Н равна нулю. Е-вопны иногда называют поперечными магнитными волнами или Ш-волнами.
Магнитными волнами, или Н-волнами, называют волны, у которых вектор Н имеет как поперечные, так и продольную составляющую, а продольная составляющая вектора Е равна нулю. Н-волны иногда называют поперечными электрическими волнами или ГЕ-волнами.
Гибридными, или смешанными волнами называют волны, у которых и вектор Е, и вектор Н наряду с поперечными составляющими имеют и продольные составляющие.
27. Свойства электромагнитных волн различного типа (критическая частота, условие распространения волн, длина направленной волны, фазовая скорость, групповая скорость, дисперсия волн, зависимость волнового сопротивления от частоты). Затухание электромагнитной волны в линиях передачи (причины возникновения затухания)
В случае электрических (Emz≠0, Нтг = 0), магнитных (Hmz≠ 0, Emz= 0) и гибридных (Еmz≠ 0 и Hmz≠0) волн постоянная γ┴ отлична от нуля. Это следует, в частности, из равенств (9.8) и (9.9). Для каждой конкретной линии передачи она может быть определена в результате решения уравнений (9.10) и учета краевых условий, соответствующих этой линии. Постоянная γ┴зависит от формы и размеров поперечного сечения линии передачи и от типа распространяющейся волны, но не зависит от частоты.
Выражая коэффициент фазы β из (9.3), получаем
Так как то в зависимости от частоты подкоренное
выражение в (9.11) может быть положительным (при k> γ┴), равным нулю (при k= γ┴) или отрицательным (при k<γ┴).
В первом случае параметр β -действительное число и фазы составляющих векторов поля в фиксированный момент t= to= const линейно зависят от координаты z, что является признаком распространения волны вдоль оси Z с постоянной скоростью vф = ω/β. Как будет видно из дальнейшего, распространение волны в этом случае сопровождается переносом энергии вдоль оси Z.
В третьем случае к< γ┴. Подкоренное выражение в (9.11) оказывается отрицательным, и Знак в правой части последнего равенства выбран из физических соображений: при этом множитель ехр и амплитуды составляющих векторов Ёт и Нт экспоненциально убывают вдоль оси
Z. Если принять β= i | β|, то амплитуды векторов поля будут возрастать с удалением от источников, что в рассматриваемой задаче физически невозможно. Фазы составляющих векторов поля в данном случае не зависят от координат: поле имеет характер стоячей волны и экспоненциально уменьшается вдоль оси Z. Переноса энергии вдоль линии передачи в этом случае не происходит. Подчеркнем, что экспоненциальное убывание поля вдоль линии передачи не связано с потерями энергии: рассматривается идеальная направляющая система, в которой потери отсутствуют.
Во втором случае параметр β = 0. Такой режим называют критическим. Частота f= fкp, определяемая из условия к = γ┴, называется критической частотой:
Соответствующая этой частоте критическая длина волны
Выражая γ┴из (9.13) и подставляя в (9.11), получаем
Как видно, параметр β является действительной величиной, т.е. поле (9.1) представляет собой распространяющуюся волну, только при выполнении условия
Неравенство (9.15) можно переписать в виде
Таким образом, Е-, Н- и гибридные волны в идеальной линии передачи могут распространяться только на частотах, превышающих некоторую критическую частоту, определяемую формулой (9.12). Отметим, что значение fкpзависит от формы и размеров поперечного сечения линии и типа волны.
Неравенство (9.15), а также (9.16) часто называют условием распространения волны в линии передачи.
По аналогии с обычным определением назовем длиной направляемой волны Λ, распространяющейся в линии передачи, расстояние между двумя поперечными сечениями, в которых в один и тот же момент времени фазы составляющих вектора Е (или Н) отличаются на 2π. Очевидно также, что длина волны Λ равна расстоянию, на которое поверхность равной фазы перемещается за период. Так как зависимость всех составляющих векторов поля от координаты zопределяется множителем ехр (- iβz), то
а фазовая скорость вычисляется по формуле
Как видно, при λ< λкрдлина волны в линии и фазовая скорость Е-, Н- и гибридных волн больше соответственно длины волны λ = c/fи фазовой скорости vф=с волны, свободно распространяющейся в безграничной однородной среде без потерь с параметрами ε и μ .
Отметим, что у Е-, Н- и гибридных волн фазовая скорость зависит от частоты. Это явление называют дисперсией волн. При f= fкp(λ = λкр) фазовая скорость равна бесконечности, при увеличении частоты vф приближается к скорости света (рис. 9.2).
Общие выражения для критической длины волны (9.13), критической частоты (9.12), коэффициента фазы (9.14), длины волны в линии (9.17) и фазовой скорости (9.18) одинаковы для Е-, Н- и гибридных волн. Однако из этого не следует, что значения перечисленных параметров будут одинаковыми для этих волн. Критическая длина волны зависит от поперечного волнового числа (λкр= 2π/ γ┴). В свою очередь, значение γ┴ зависит от формы и размеров поперечного сечения линии передачи и от структуры поля распространяющейся волны. Структура поля Е-, Н- и гибридных волн различна, поэтому в общем случае соответствующие данным волнам значения γ┴могут не совпадать. При этом для указанных волн не будут совпадать и значения параметров λкр, frp, β, \/ф и Λ.
Перейдем к вычислению характеристических сопротивлений рассматриваемых волн. По определению характеристическое сопротивление волны равно отношению поперечных к направлению распространения составляющих векторов Ёт и Нт.
В случае Е-волн поперечные составляющие векторов Ёт и Нm определяются формулами
перпендикулярны. Из полученного соотношения вытекает следующее выражение для характеристического сопротивления Е-волн:
Как видно, в случае Н-волн векторы Ёт┴и Нт┴ (и соответствующие им векторы , как и аналогичные им векторы в случае Е-волн, взаимно перпендикулярны. Характеристическое сопротивление Н-волн зависит от частоты. При λ< λ кроно всегда больше Zc. При увеличении частоты от критической до бесконечности убывает от бесконечности доZc (см. рис. 9.3).
В области волн длиннее критической (λ > λкР) характеристические сопротивления Е- и Н-волн являются чисто мнимыми величинами. Это означает, что при λ>λкрпоперечные составляющие векторов напряженностей электрического и магнитного полей Ёт┴и Нт┴сдвинуты по фазе на 90°. Очевидно, что при этом комплексный вектор Пойнтинга принимает чисто мнимые значения, т.е. вдоль линии не происходит переноса энергии. Поле в линии при λ > λкР является чисто реактивным. Напомним, что все формулы данного раздела получены в предположении, что линия является идеальной (не вносит потерь).
В случае гибридных волн (Emz≠0 и Нmz # 0) поперечные составляющие векторов Ёт и Нтопределяются общими формулами (9.8) и (9.9). Поэтому получить единое простое выражение для характеристического сопротивления не удается: его величина зависит и от линии передачи, и от структуры поля распространяющейся волны и при λ < λкР может быть как больше, так и меньше Zc. На частотах, меньших критической (λ > λкР), характеристическое сопротивление гибридных волн также принимает чисто мнимые значения.
Свойства TEM - волн
Так как в случае ТЕМ-волн γ┴= 0, то коэффициент фазы, фазовая скорость и длина волны будут совпадать с аналогичными параметрами волны, свободно распространяющейся в безграничной однородной изотропной среде:
Характеристическое сопротивление ТЕМ-волны легко находится из уравнений (9.4). Полагая в этих уравнениях Еmz = 0 и Hmz= 0, приходим к соотношениям, которые можно записать в виде векторного равенства
Как видно, ZCTEMсовпадает с характеристическим сопротивлением волны, свободно распространяющейся в безграничной однородной среде с параметрами εи μ.
Отметим, что равенства (9.22), (9.25) и (9.30) однотипны и отличаются только значениями характеристических сопротивлений. Эти равенства можно объединить в одну формулу:
Поле, удовлетворяющее таким уравнениям, является потенциальным. Это означает, что решения уравнений (9.33) могут быть представлены в виде градиентов от некоторых скалярных функций, например:
E0=-gradu0, (9.34)
где функция и° зависит только от поперечных координат и удовлетворяет уравнению Лапласа ∆┴2u°=0. Аналогичное представление для вектора Й°т┴можно не выписывать, так как векторы Ё°и Н°связаны соотношением, аналогичным (9.30): H°=(1/Zc)x
x[zo,E°].
В уравнения (9.33) не входит частота. Из этого следует, что функции Ё° и Н°, определяющие структуру поля в поперечных сечениях линии, не зависят от частоты и могут быть найдены на основе решения рассматриваемой задачи при f→0. Для определения вектора Ё° достаточно решить двумерную электростатическую задачу для такой же линии. При этом во многих случаях целесообразно вначале определить функцию и0, которую можно трактовать как электростатический потенциал указанной электростатической задачи, а затем воспользоваться формулой (9.34).
Функция Н° совпадает с напряженностью магнитного поля, создаваемого постоянными токами, текущими по рассматриваемой линии при f→0. Поэтому она может быть найдена либо непосредственно, если известно распределение токов, либо по
формуле, аналогичной (9.30), после определения вектора Ё°.