книги / Труды IX Международной (XX Всероссийской) конференции по автоматизированному электроприводу АЭП-2016 , Пермь, 3-7 октября 2016 г

Рис. 6. Подхват на выбеге асинхронного ЭД 630 кВт

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Предложенная идея использования автоматического выбора метода поиска частоты вращения асинхронного ЭД в процессе подхвата на выбеге, в зависимости от начальных условий, позволяет существенно повысить надежность работы ЭД от ПЧ, значительно сокращая количество отказов и время простоя оборудования в условиях нестабильных энергосистем (дизель-гене- раторные, газотурбинные станции и т.д.), в условиях частых замыканий в сетях или слабых сетях с пусками мощных электрических машин, вызывающих кратковременные пропажи и провалы питающего напряже-

ния, а также улучшает качество и упрощает управление технологическим процессом без участия системы автоматизации объекта и обслуживающего персонала.

Библиографический список

1.Wymann T., Jörg P. Power loss ride-through in a variable speed drive system // IEEE Petroleum and Chemical Industry Conference Europe. 2014. P. 1–9.

2.Voltage sag ride through improvment of moderna A.C. drives: Review of methods and case study / G. Newmann, S. Perera, V. Gosbell, V. Smith // Proc AUPEC 01. Perth. 2001. P. 304–309.

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 291 -

УДК 621.314.263

Разработка оптимизированного алгоритма управления каскадным многоуровневым преобразователем частоты

Д.Г. Садиков	В.Г. Титов
АО «Гипрогазцентр»,	Институт электроэнергетики,
Нижний Новгород, Россия	Нижегородский государственный технический университет
	им. Р.Е. Алексеева, Нижний Новгород, Россия

Development of optimized control algorithm for cascaded multi-level inverter

D.G. Sadikov

V.G. Titov

JSC “Giprogazcentr”,

Nizhny Novgorod, Russian Federation

В статье рассмотрены схема и способы управления каскадным многоуровневым преобразователем частоты. Приводится методика синтеза алгоритма управления преобразователем с учетом выбранных критериев оптимизации. Дано описание алгоритма векторного управления каскадным многоуровневым преобразователем частоты, оптимизированного с учетом обеспечения максимального КПД системы. Приведены результаты моделирования, подтверждающие эффективность предложенного алгоритма.

The article deals with the scheme and ways of control the cascade multilevel inverter. Synthesis technique provides inverter control algorithm for the selected optimization criteria. A description of the vector control algorithm for cascaded multilevel inverter, optimized to provide maximum system efficiency. Simulation results confirm the efficiency of the proposed algorithm.

Ключевые слова: каскадный многоуровневый преобразователь частоты, алгоритм управления, коэффициент полезного действия.

Keywords: cascade multi-level frequency converter, algorithm of control, efficiency.

ВВЕДЕНИЕ

Трехфазные автономные инверторы напряжения с управлением ключами по принципу широтно-импульсной модуляции (ШИМ) на высокой несущей частоте являются основным типом преобразователей частоты для регулируемого электропривода переменного тока во всем диапазоне мощностей.

Широтно-импульсная модуляция по синусоидальному закону получила наибольшее распространение на практике, несмотря на ряд недостатков, таких как низ-

Institute of Electric Power Industry,

Nizhny Novgorod State Technical University n.a. R.E. Alexeev, Nizhny Novgorod, Russian Federation

кое использование напряжения источника питания (что не позволяет добиться максимально возможного КПД системы). Низкое использование напряжения источника питания частотно-регулируемого преобразователя (ЧРП) в режиме синусоидальной центрированной ШИМ приводит к недоиспользованию асинхронного двигателя по напряжению приблизительно на 15 % [1], поэтому одной из задач проектирования и разработки ЧРП является увеличение полезной составляющей выходного напряжения на нагрузке.

Указанная проблема решается двумя способами: применение модифицированных алгоритмов синусоидальной центрированной ШИМ, самый распространенный из которых – введение третьей гармоники в опорный синусоидальный сигнал, и использование векторной ШИМ. Модификации синусоидальной центрированной ШИМ имеют серьезный недостаток – ухудшение гармонического состава выходного напряжения ЧРП.

Применение векторной ШИМ позволяет реализовывать разнообразные алгоритмы управления ЧРП, увеличивающие процент использования источника питания, и повысить КПД ЧРП за счет снижения коммутационных потерь в силовых ключах инвертора.

I. СХЕМА КАСКАДНОГО МНОГОУРОВНЕВОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ

Использование схемы каскадного многоуровневого преобразователя частоты (КМПЧ), показанного на рис. 1, увеличивает гибкость применяемых алгоритмов управления, так как для решения поставленной задачи может быть использовано несколько вариантов фиксирован-

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 292 -

Рис. 1. Структурная схема высоковольтного электропривода на базе каскадного многоуровневого инвертора напряжения

ных состояний ключевых элементов схемы. Более сложная архитектура и алгоритмы управления многоуровневых схем компенсируются их высокой технической и экономической эффективностью.

Структурная силовая схема электропривода на базе КМПЧ приведена на рис. 1 и состоит из следующих основных узлов [2]:

♦питающая сеть с заданными параметрами (Uсети,

Lсети);

♦силовой согласующий многообмоточный транс-

форматор (Т), формирующий питающие напряжения ячеек инвертора (Uan, Ubn, Ucn);

♦ инвертор (И) в составе нескольких последовательно соединенных Н-мостовых ячеек в каждой фазе (А1-А5, В1-В5, С1-С5), формирующий требуемые уровни фазных напряжений (Uan, Ubn, Ucn);

♦ микропроцессорная система управления (МПСУ), принимающая сигналы задания технологических параметров (Uzn) и формирующая сигналы управления ячейками инвертора (Uуan, Uуbn, Uуcn);

♦высоковольтный электродвигатель (М), вращающийся с заданной частотой (ω);

♦нагрузка (Н), соответствующая заданному технологическому процессу.

В статье исследуются возможности разработки оптимизированного алгоритма векторной ШИМ для кас-

кадного многоуровневого преобразователя частоты в системах высоковольтного электропривода. Также предлагается описание синтеза нового алгоритма про- странственно-векторного управления КМПЧ, отличающегося от существующих оптимальным соотношением потерь в преобразователе с сохранением на требуемом уровне качества электроэнергии на его входе. Теоретические выкладки подтверждены экспериментальными данными, полученными с помощью компьютерного моделирования.

II. РАЗРАБОТКА ОПТИМИЗИРОВАННОГО АЛГОРИТМА ВЕКТОРНОЙ ШИМДЛЯ КАСКАДНОГО МНОГОУРОВНЕВОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ

Реализация векторного алгоритма управления для каскадного многоуровневого инвертора, показанного на рис. 1, является сложной задачей из-за большого количества доступных пространственных векторов и множества комбинаций различных состояний ключевых элементов Н-мостовых ячеек. Общее количество состояний ключевых элементов Ns для рассматриваемого 11-уровневого инвертора составляет Ns = 26N, где N – количество ячеек в фазе, N = 5. Количество пространственных векторов составляет 12N2 + 6N + 1 = 331.

Задача разработки оптимального алгоритма управления каскадным многоуровневым преобразователем частоты сформулирована следующим образом: предложенный алгоритм пространственно-векторной ШИМ должен обеспечивать следующие характеристики системы:

♦ сохранение показателей качества электроэнергии на входе КМПЧ в пределах, регламентируемых ГОСТ 32144–2013 «Нормы качества электроэнергии в сетях электроснабжения общего пользования», без применения дополнительных фильтров на входе системы;

♦обеспечение высоких показателей качества электроэнергии на выходе КМПЧ, необходимых для работы данного типа преобразователя с общепромышленными двигателями без ограничений по длине кабельной линии и без использования синус-фильтров;

♦получение максимально возможного КПД системы в широком диапазоне регулирования выходной частоты и напряжения при условии обеспечения вышеуказанных требований.

Методика синтеза алгоритма управления КМПЧ включает в себя следующие этапы:

1. Разработка оптимизированного алгоритма про- странственно-векторной ШИМ для управления КМПЧ, обеспечивающего минимальное число переключений ключевых элементов за период. Таким образом, достигаются заложенные высокие энергетические характеристики системы, обеспечивается максимальный КПД во всех режимах работы, сводятся к минимуму потери на коммутацию в силовых элементах КМПЧ.

2. Производится проверка гармонического состава тока и напряжения на входе КМПЧ, работающего по созданному алгоритму, на соответствие требованиям ГОСТ 32144–2013.

3.Производится проверка гармонического состава тока и напряжения на выходе КМПЧ. При необходимости улучшить показатели качества электроэнергии на выходе КМПЧ выходное напряжение раскладывается

вряд Фурье, и далее алгоритм корректируется таким образом, чтобы подавить соответствующие гармоники выходного напряжения, приравняв к нулю члены полученного ряда с номерами ликвидируемых гармоник.

4.Откорректированный алгоритм проверяется на обеспечение высоких энергетических характеристик во всем диапазоне регулирования выходной частоты.

Векторная диаграмма 11-уровневого КМПЧ показана на рис. 2. Длярассматриваемого 11-уровневого инвер-

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 293 -

Рис. 3. Разложение пространственного вектора

на составляющие по осям g и h

Все полученные путем разложения векторы пере-

Рис. 2. Диаграмма расположения пространственных

ключений в системе координат (g, h) имеют только це-

векторов 11-уровневого КМПЧ

лочисленные координаты.

тора количество треугольников Nt на векторной диа-

Далее происходит определение комбинации бли-

жайших трех векторов (рис. 3).

грамме рассчитывается по формуле [3]

После определения комбинации из трех векторов

Νt = 6(L − 1)2.

(1)

находятся соответствующие рабочие циклы для каждо-

го из них по выражению [4]

где L – количество уровней выходного линейного на-

Tz = T1 + T2 + T0,

(5)

пряжения.

Каждый новый уровень выходного напряжения

где Тz – период ШИМ; Т1, Т2, Т0 – время включения век-

добавляет на векторной диаграмме еще один ряд тре-

торов Ū1, Ū2 и Ū0 соответственно.

угольников, расположенных по окружности с наруж-

Первым шагом при выборе оптимального состояния

ной стороны от базисного. За базисный уровень при-

ключевых элементов является нахождение всех возмож-

нимается векторная диаграмма двухуровневого пре-

ных состояний, соответствующих вектору Ū = [g, h]T.

образователя.

Соответственно, каждому пространственному вектору

В нашем случае для приведенной на рис. 2 вектор-

напряжения соответствуют несколько возможных ком-

ной диаграммы Nt = 600. Вершины каждого треуголь-

бинаций коммутационных состояний ключевых эле-

ника являются концами соответствующих пространст-

ментов КМПЧ. Выбор необходимого состояния произ-

венных векторов напряжения. Таким образом, на век-

водится исходя из дополнительных данных, минимизи-

торной диаграмме отображаются все возможные

руя потребление электроэнергии из питающей

сети

пространственные векторы напряжений, соответст-

и контролируя гармонический состав токов и напряже-

вующие любой комбинации ключей инвертора.

ний на входе и выходе КМПЧ. Необходимая информа-

Идея алгоритма заключается в использовании ряда

ция о текущем энергопотреблении и качестве напряже-

неортогональных векторов в качестве базиса для опре-

ния анализируется в системе управления КМПЧ с ис-

деления векторов переключений и опорного вектора.

пользованием сигналов с соответствующих датчиков

Этот базис выглядит следующим образом:

и программной модели системы.

Udc

0

Для заданного пространственного вектора напряже-

ния с координатами (g, h) количество возможных ком-

{

) } =

,

.

(2)

мутационных состояний определяется выражением

(v

) ,

h(v

0

Udc

g

, v

, v

, v

, v

ab

bc

ca

ab

bc

ca

−Udc

−Udc

Nsw = N – (g + h).

(6)

На первом этапе происходит разложение простран-

В табл. 1 представлены зависимости между комму-

ственного вектора напряжения Ūref на составляющие в

тационными состояниями пространственных векторов

системе координат g, h. Это достигается путем линей-

во всех секторах векторной диаграммы.

ного преобразования по выбранному базису:

Алгоритм выбора соответствующего коммутацион-

ного состояния, удовлетворяющего заданным критери-

ям, состоит из трех ступеней: А, В и С.

U

ref ( g,h) = T Uref (v

, v

, v

) ,

(3)

ab

bc

ca

А. Определение малого среднего и большого комму-

1

2

−1

−1

тационного состояния.

T =

(4)

Любой пространственный вектор напряжения (g, h),

.

показанный на рис. 3, может быть классифицирован по

3Udc

−1

2

−1

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 294 -

Таблица 1

Зависимость между коммутационными состояниями и сектором расположения пространственного вектора

	Сектор	КоммутационныесостоянияфазыА, В, С
		Sa	Sb	Sc
	I (0–60°)	Sa	Sb	Sc
	II (60–120°)	–Sb	–Sc	–Sa
	III (120–180°)	Sc	Sa	Sb
	IV (180–240°)	–Sa	–Sb	–Sc
	V (240–300°)	Sb	Sc	Sa
	VI (300–360°)	–Sc	–Sa	–Sc

Рис. 4. Разработанный алгоритм определения состояния ключей КМПЧ

трем категориям, каждой из которых определяются соответствующие коммутационные состояния для трех фаз инвертора.

В. Выбор коммутационного состояния.

Чтобы свести к минимуму потери в инверторе и обеспечить максимально возможное значение КПД для заданного режима работы КМПЧ порядок следования коммутационных состояний выбирается в соответствии с координатами трех ближайших пространственных векторов (g1, h1), (g2, h2), (g3, h3), лежащих в вершинах соответствующего треугольника (см. рис. 3). Необходимое коммутационное состояние выбирается из имеющихся состояний исходя из минимального числа переключений силовых ключей для перехода из текущего состояния в последующее. Таким образом достигается минимальное значениекоммутационныхпотерьинвертора.

С. Определение последовательности включения.

Алгоритм последовательности переключения базовых векторов за период ШИМ обеспечивает следующие требования:

♦свести к минимуму количество переключений за период ШИМ;

♦за одно переключение силовых ключей напряжение изменяется на один уровень.

Общая блок-схема предложенного алгоритма представлена на рис. 4.

III. СРАВНИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ ОПТИМИЗИРОВАННОГО ВЕКТОРНОГО АЛГОРИТМА ШИМС БАЗОВОЙ СИНУСОИДАЛЬНОЙ ШИМ

Результаты моделирования режима работы ЭГПА при изменении частоты выходного напряжения КМПЧ и скорости вращения электродвигателя при использовании базового синусоидального алгоритма и предлагаемого способа векторной ШИМ сведены в табл. 2.

Сравнение проводилось по следующим параметрам: КПДЧРП – КПД высоковольтного частотно-регулиру-

емого преобразователя в составе электропривода; КПДсист – КПД системы электропривода, состоящей из

согласующего трансформатора, высоковольтного частот- но-регулируемого преобразователяиэлектродвигателя; КПДб – КПД базовой системы электропривода, взя-

тое на основании данных завода-изготовителя.

Таблица 2

Результаты моделирования КМПЧ с разными алгоритмами управления при уменьшении выходной частоты вниз от номинала

	Частота	КПДЧРП, %		КПДсист, %		КПДб,
	навыходеЧРП,	Син.	Вект.	Син.	Вект.
						%
	fвых, Гц	ШИМ	ШИМ	ШИМ	ШИМ
	143,6 (fном)	97,51	97,92	91,97	92,36	н/д
	140	97,41	97,85	91,88	92,25	91,2
	130	96,31	97,08	91,82	92,17	91,1
	120	95,04	95,98	91,54	92,06	90,8
	110	94,21	96,07	91,48	91,97	90,8
	100	93,27	95,51	90,44	91,32	н/д
	90	91,77	94,02	90,05	90,94	89,5
	80	91,05	93,28	87,21	88,02	н/д
	70	87,95	92,18	83,38	84,75	н/д

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 295 -

Рис. 5. Зависимость изменения КПД КМПЧ с разными алгоритмами управления при уменьшении выходной частоты вниз от номинала

По результатам моделирования на рис. 5 построен график зависимости КПД системы электропривода от выходной частоты.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Для обеспечения наилучших энергетических характеристик каскадного многоуровневого преобразователя частоты наиболее перспективно применение алгоритма пространственной модуляции базовых векторов.

На основании предложенной методики разработан оптимизированный алгоритм реализации пространст- венно-векторной ШИМ для управления каскадным многоуровневым преобразователем частоты.

Проведено сравнение двух описанных алгоритмов управления: базового синусоидального и оптимизированного векторного. Результаты компьютерного моделирования подтвердили высокую эффективность разработанного алгоритмауправленияпосравнениюсбазовым.

Повышение КПД системы в среднем на 1 % объективно обеспечивает соответствующую экономию электроэнергии. Увеличение КПД системы также позволит либо дополнительно снять около 10 % мощности, либо уменьшить габаритные размеры системы охлаждения, что особенно актуально при проведении реконструкции существующих объектов.

Библиографический список

1.Виноградов А.Б. Векторное управление электроприводами переменного тока / Иван. гос. энергет. ун-т им. В.И. Ленина.

Иваново, 2008. 298 с.

2.Садиков Д.Г. Выбор перспективной топологии построения преобразователя частоты для электроприводного газоперекачивающего агрегата // Инженерный вестник Дона: электрон. журнал. 2014.

№ 1. URL: http: //ivdon.ru/ru/magazine/archive/n1y2014/2244.

3.Celanovic N. Space vector modulation and control of multilevel converters // Doctor’s degree dissertation. Blacksburg, 2000.

4.Калачев Ю.Н. Векторное регулирование (заметки практика): метод. пособие / Эфо. Иваново, 2013.

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 296 -

УДК 621.3.077.4

Пускорегулирующие устройства для асинхронного электропривода на диодно-транзисторных модулях

С.Н. Сидоров, Я.К. Старостина

Ульяновский государственный технический университет, Ульяновск, Россия

The start-up and controling devices for the asynchrnous electric drive on the diode-transistor modules

S.N. Sidorov, Ya.K. Starostina

Ulyanovsk State Technical University,

Ulyanovsk, Russian Federation

Рассматривается новая конструкция устройства для осуществления плавного амплитудного пуска асинхронных двигателей, позволяющая минимизировать количество силовых полупроводниковых ключей и удовлетворить требованиям к электромагнитной совместимости. Показываются пути уменьшения массогабаритных показателей вольтодобавочного трансформатора, являющегося конструктивной основой предлагаемого устройства, путем модуляционного устранения сетевой низкочастотной составляющей напряжения в его первичной обмотке. Эффективность данного решения подтверждена анализом картин прямого и плавного пуска асинхронного двигателя в компьютерной программе MatLab/Simulink.

New construction of the device, for implementation of the smooth amplitude start-up of asynchronous engines, allowing to minimize quantity of force semiconductor keys and to meet requirements to electromagnetic compatibility is considered. Ways of reduction of mass-dimensional indexes of the booster transformer which is a constructive basis of the offered device by the drive elimination of a network low frequency component of tension in its primary winding are shown. Efficiency of this decision is confirmed with the analysis of direct and smooth start-up of the asynchronous engine in the computer program MatLab/Simulink.

Ключевые слова: пуск асинхронного двигателя, широт- но-импульсная модуляция, имитационное моделирование.

Keywords: start-up of the asynchronous engine, pulse width modulation, simulation modeling.

должительности включения (ПВ ≥ 60 %), причем значительную долю времени работа может происходить вхолостую при низких значениях коэффициента мощности. Данный режим не всегда обусловлен технологической необходимостью и часто объясняется стремлением избежать неблагоприятного влияния пусковых токов асинхронных двигателей (АД) на качество напряжения в распределительных сетях. Переход на по- вторно-кратковременную работу лишь во время нагружений увеличивает количество запусков привода в течение суток, требуя применения устройств плавного пуска в статусе обязательной составной части асинхронного привода. Однако распространение пускорегулирующих устройств (ПРУ) сдерживается отсутствием достаточно простых решений в данной сфере. Использование альтернативных устройств в виде тиристорных регуляторов переменного напряжения (ТРН) с фазовым регулированием увеличивает потребление реактивной мощности, делая форму тока статорных обмоток АД прерывистой, а потому величину пускового момента исчезающее малой. Поиску более простого и эффективного решения этой проблемы посвящается данная работа.

I. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ПРУВ УСТАНОВИВШИХСЯ РЕЖИМАХ В КАЧЕСТВЕ СТАБИЛИЗАТОРА НАПРЯЖЕНИЯ КВАЗИСИНУСОИДАЛЬНОЙ ФОРМЫ

ВВЕДЕНИЕ

Основным рабочим режимом асинхронного электропривода турбомеханизмов (вентиляторов, компрессоров, насосов и др.) служит режим длительной про-

На интервалах установившейся работы использование ПРУ может быть направлено на симметрирование и поддержание постоянства напряжения питания АД. Условием сохранения высоких энергетических показа-

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 297 -

телей АД является квазисинусоидальная форма тока статорных обмоток с минимальным содержанием высших гармоник. Выполнить эту задачу можно, если искажениям подвергается не все статорное напряжение, а лишь его часть в виде изменяемой широтно-импульс- ным способом вольтодобавки [1]. Представленная на рис. 1, а схема отвечает данному принципу, обеспечивая пофазное, двухполярное высокочастотное ШИМрегулирование напряжения во вторичной обмотке w2 вольтодобавочного трансформатора ВДТ с помощью двухтактного регулятора, выполненного на диодно-транзис- торных модулях VТ1, VТ2, установленных в первичных полуобмотках w11, w12 этого трансформатора по схеме с нулевой точкой. Исходным этапом проектирования данного устройства служит отыскание амплитуды вольтодобавки Uм, способной скомпенсировать отклонения питающего напряжения и тока нагрузки. При этом необходимо гарантировать, что вносимые импульсным регулированием искажения питающего напряжения не превышают установленных норм на качество напряжения в распределительных сетях [2, 3].

Проведенное исследование показало, что коэффициент искажения напряжения при скважности импульсов вольтодобавки 0,5 находится на приемлемом уровне Kи = (Uсн + U1эф ) / (Uсн + Uэф ) ≥ 0,95 во всем диапа-

зоне реальных значений частоты fТ ≥ 1 кГц и величины

вольтодобавки U1эф	≤ 0,5,			в то время как коэффициент
несинусоидальности	K	нс	=	U 2 − U 2	/ U	1	удовлетво-
				1

ряет требованиям ГОСТ Р54149–2010 ( Kнс ≤ 0,12 ) лишь при достаточно малых амплитудах добавочного напряжения U * < 0,1. Данный вывод следует учитывать при

расчете коэффициента трансформации вольтодобавочного трансформатора w2 / w11 = Uм / Uм .

Другой задачей послужило уменьшение массогабаритных показателей вольтодобавочного трансформатора, которые, как известно, находятся в обратной зависимости от частоты изменений напряжения и тока первичной обмотки. Недостатком варианта рис. 2, а–в является присутствие в этом напряжении низкочастотной сетевой огибающей.

а

б

Рис. 1. Схема импульсного регулятора с вольтодобавочным трансформатором (а) и диаграммы его работы в режиме равноинтегральных переключений (б)

Рис. 2. Диаграммы напряжения u(t) и тока i(t), а также спектрограммы напряжения, иллюстрирующие работу компьютерной модели ПРУ при равноинтервальных (а–в) и равноинтегральных (г–е)

переключениях при четной (б) и нечетной (в–е) кратностях частоты модуляции и сети

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 298 -

Отрицательное влияние сетевых пульсаций на качество выходного напряжения и тока проявляется в полной мере в виде низкочастотных изменений огибающей модулированного сигнала. Согласно теории амплитуд- но-импульсной модуляции (АИМ), эти изменения являются результатом попарного геометрического сложения боковых гармоник. Следовательно, попытки устранения низкочастотных пульсаций должны быть направлены на подавление указанных гармонических пар. Участие в процессе АИМ всех комбинационных гармоник затрудняет решение данной задачи с помощью избирательных фильтров. Как показывают результаты компьютерного моделирования (см. рис. 2, г), такую возможность предоставляет сочетание способов амплитудной и времяимпульсной модуляции. Проведенный с помощью пакета SPTool (MatLаb) спектральный анализ подтвердил, что при так называемых равноинтегральных переключениях в составе напряжения U(t) отсутствуют как сетевая составляющая, так и указанные гармонические пары (см. рис. 2, е). Как видно из результатов численного расчета (рис. 2, д) и представленной спектрограммы, наиболее низкочастотная составляющая данного спектра не превышает 10 % амплитуды сетевого напряжения, поэтому высокочастотные изменения тока i(t) происходят практически с неизменной амплитудой.

Достигнутые изменения в гармоническом составе напряжения первичной обмотки вольтодобавочного трансформатора открывают возможность существенного уменьшения массогабаритных показателей, так как расчет его магнитопровода может быть проведен исходя из высокой несущей частоты модуляции. Одновременно с этим создаются предпосылки для повышения перегрузочной способности и надежности импульсного регулятора. Известно, что пульсирующая форма напряжения питания и прямоугольность гистерезисной петли намагничивания (ГПН) трансформаторов в импульсных схемах увеличивают вероятность выхода рабочей точки на участок насыщения. Покажем, что в рассматриваемом режиме риск указанного аварийного режима сводится к нулю, так как выравнивание интегральных значений импульсного напряжения питания гарантирует изменение индукции в заданных пределах

			1	nT +	tи
	Bm	=			Um sin ωtdωt ≤ BS	,
			w1s
				nT

где w1, s – количество витков первичной обмотки и площадь сечения магнитопровода.

II. ПРИМЕНЕНИЕ МАЛОЭЛЕМЕНТНОГО ПРУ ДЛЯ ОГРАНИЧЕНИЯ ПУСКОВОГО ТОКА АСИНХРОННОГО ДВИГАТЕЛЯ

В пусковых режимах необходимость раздельного регулирования напряжения в фазных обмотках АД отпадает, предоставляя возможность существенного упрощения пускорегулирующего устройства. На рис. 3 изображена схема ПРУ, выполненного по минимальной структуре на одном силовом транзисторе, размещенном

Рис. 3. Схема малоэлементного ПРУ с квазисинусоидальной формой токов в статорных обмотках асинхронного двигателя

вобщей для всех фаз трансформатора цепи. В случае соединения первичных обмоток по схеме звезды такой цепью является нулевая точка звезды, функции которой

всхеме на рис. 3 выполняет единственный силовой транзистор VT1 на выходе диодного моста VD1.

Можно видеть, что коммутации транзистора в этой схеме способны привести к одновременному регулированию напряжения вольтодобавки во всех трех статорных обмотках двигателя, причем этот процесс происходит без прерывания и заметного искажения формы токов на сетевом входе и в статорных обмотках двигателя.

Для защиты от возникающих в моменты запирания VT1 перенапряжений предусмотрен вывод избыточной электромагнитной энергии первичных обмоток в параллельно подключенный демпфирующий конденсатор

Сф. Представленные на рис. 4 результаты компьютерного моделирования отражают протекание пускового режима в разомкнутой системе ПРУ–АД. Показано, что плавное наращивание напряжения статорных обмоток с

нуля до номинального значения Ucн можно обеспечить уменьшением до нуля встречного напряжения обмоток

вольтодобавочного трансформатора Uа(в, с) (t) = UA (B, C) (t) – Uа (в, с) (t) → Uсн при Uа (в, с) (t) → 0. Требуемый закон

изменения статорного напряжения задается формой управляющего сигнала x(t) на входе широтно-импульс- ного модулятора. В данном случае этот сигнал обеспечивает кратковременную первоначальную форсировку с последующим монотонным возрастанием статорного напряжения по линейному закону. Полученный процесс плавного пуска с нулевых начальных значений результирующего напряжения, тока статорных обмоток

искорости вала иллюстрирует рис. 4, б. Видно, что по сравнению с процессом прямого пуска (см. рис. 4, а) результат выражается в уменьшении на 50 % первоначального броска тока статорных обмоток Iа(t), Ib(t), Ic(t)

ив соответствующем увеличении времени нарастания скорости вала n(t).

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 299 -

ключей, а также в существенных искажениях напряжений итоков.

2. Необходимость введения в схему ПРУ вольтодобавочного трансформатора технико-экономически оправдывается сравнительно малой, по причине кратковременности нагружения, установленной мощностью данного элемента, а также возможностью уменьшения массо-габаритных показателей трансформатора вследствие питания напряжением повышенной частоты.

				Библиографический список
			1.	Стабилизаторы переменного напряжения с высокочастотным
				широтно-импульсным регулированием / А.В. Кобзев [и др.]. М.:
	а	б		Энергоатомиздат, 1986. 120 с.
	Рис. 4. Результаты компьютерного моделирования фазных		2.	Нормы качества электрической энергии в системах электро-
				снабжения общего назначения. Национальный стандарт Рос-
	напряжений Uа(t), Ub(t), Uc(t) и токов Ia(t), Ib(t), Ic(t) статорных			сийской Федерации. ГОСТ Р 54149–2010. 15 с.
	обмоток, а также скорости вала n(t) асинхронного двигателя		3.	Бутырин П.А., Васьковская Т.А., Алпатов М.Е. Исследование
	в режимах прямого (а) и плавного (б) пуска			упрощенных диагностических моделей трансформаторов //
				Электро. Электротехника, электроэнергетика, электротехничес-
		ЗАКЛЮЧЕНИЕ		кая промышленность. 2007. № 1. С. 10–12.
			4.	Сидоров С.Н. Алгоритмы управления двухоперационными венти-
	1. Предлагаемый	вариант пускорегулирующего уст-
				лями в преобразователях с непосредственной связью // Элек-
	ройства на основе малоэлементного импульсного регуля-			тротехника. 2001. № 5. С. 6–12.
	тора в цепях вольтодобавочного трансформатора устраня-		5.	Старостина Я.К., Сидоров С.Н. Малоэлементное пускорегулирую-
	ет недостатки альтернативных решений, часто выражаю-			щее устройство для асинхронного электропривода в режиме мини-
				мального энергопотребления // Тр. 7-й Междунар. (19-й Всерос.)
	щихся в неоправданно большом для кратковременно			конф. по автоматизир. электроприводу АЭП–2014. Саранск: Изд-во
	работающего «пускача» количестве полупроводниковых			Мордов. ун-та, 2014. С. 93–96.

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 300 -