книги / Труды IX Международной (XX Всероссийской) конференции по автоматизированному электроприводу АЭП-2016 , Пермь, 3-7 октября 2016 г

tibility.

УДК 621.314

Преобразователь частоты с управлением на скользящих режимах, электромагнитносовместимый с сетью

Ю.В. Скурятин, А.В. Белоусов, Н.А. Денисевич

Белгородский государственный технологический университет им. В.Г. Шухова, Белгород, Россия

Sliding mode control frequency converter electromagnetically compatible with the network

Yu.V. Skuriatin, A.V. Belousov, N.A. Denysevych

Belgorod State Technological University named after V.G. Shukhov,

Belgorod, Russian Federation

	В статье рассматривается входной преобразователь	преобразователи частоты, вследствие эмиссии в сеть
	полупроводниковых преобразователей частоты для элек-	высших гармоник тока, обладают недостаточной степе-
	тропривода переменного тока с входным LCL-фильтром и	нью электромагнитной совместимости (ЭМС) с сетью.
	управлением на скользящих режимах. Показана возмож-	Это, в свою очередь, обусловливает снижение качества
	ность обеспечения высокой степени электромагнитной	электроэнергии в точках подключения преобразователя
	совместимости с сетью и эффективность работы преобра-	к сети и, как следствие, приводит к повышению потерь
	зователя в задаче поддержания на заданном уровне на-
	пряжения звена постоянного тока.	энергии, сокращению срока службы элементов сети,
		негативному влиянию на работу других потребителей,
	The article considers the input converter of semiconductor
		подключенных к этой же сети [1, 2].
	frequency converters for AC electric drive with input LCL-	На фоне замедляющихся темпов роста объемов об-
	filter and sliding mode control. The possibility to provide the
		щей генерации электроэнергии доля электроэнергии,
	high-scale electromagnetic compatibility of the converter and
	the network has been presented. The converter is used to	потребляемой регулируемым электроприводом пере-
	maintain DC link voltage at a certain level.	менного тока на базе ППЧ, неизменно растет, что на-
	Ключевые слова: полупроводниковый преобразователь,	кладывает определенные требования на преобразовате-
	скользящий режим, активный выпрямитель, преобразо-	ли частоты в отношении их влияния на сеть и другие
	ватель частоты, электромагнитная совместимость.	потребители. Поэтому вопросы обеспечения электро-
		магнитной совместимости преобразователей частоты
	Keywords: semiconductor converter, sliding mode control,
		с сетью в свете сложившейся ситуации становятся осо-
	active rectifier, converter of frequency, electromagnetic compa-	бенно актуальными.

ВВЕДЕНИЕ

Регулируемый электропривод, являясь одним из инструментов повышения эффективности различных технологических процессов и производств, имеет важное значение в инновационном развитии промышленности. В настоящее время широкое распространение получили частотно-регулируемые электроприводы переменного тока, выполненные на базе полупроводниковых преобразователей частоты (ППЧ), что обусловлено как достоинствами машин переменного тока, так и успехами в развитии силовой электроники и микропроцессорной техники, которые имеют место на протяжении последних десятилетий. Вместе с тем полупроводниковые

I. ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ

Известные способы снижения уровня гармоник, генерируемых ППЧ, сопряжены, как правило, с существенным ухудшением массогабаритных показателей преобразователя. И если применение специальных силовых широкополосных LMC-фильтров [3] или силовых активных фильтров [4] позволяет снизить общий THDI до приемлемых 5–7 % (в первом случае) и ниже 5 % (во втором), то установкой трехфазных реакторов на входе преобразователя и (или) установкой дросселя постоянного тока в цепи заряда электролитических конденсаторов звена постоянного тока снизить коэффициент гармоник тока ниже 30 % не удается [3].

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 301 -

Перспективным решением указанной проблемы представляется использование в качестве входного преобразователя ППЧ активного выпрямителя [5], что позволяет не только снизить THDI до приемлемого уровня, но и повысить эффективность электропривода за счет улучшения использования инвертора по напряжению и возможности осуществлять рекуперацию энергии двигателя в тормозных и генераторных режимах. Однако уровень THDI активного выпрямителя зависит от амплитуды модуляционной составляющей тока, уменьшение которой сопряжено либо с повышением частоты преобразования, а следовательно, снижением КПД, либо с увеличением индуктивности входных дросселей, а следовательно, снижением динамики входного преобразователя. В работе [6] рассмотрен вариант развития активных выпрямителей, основанный на использовании трехфазного входного LCL-фильтра совместно с активным выпрямителем, управление которым осуществляется на скользящих режимах, и показана принципиальная возможность обеспечения радикально высокой степени ЭМС преобразователя частоты с сетью. Однако задача поддержания напряжения на конденсаторе ЗПТ в заданном диапазоне значений, что является необходимым условием работоспособности активного выпрямителя, в указанной работе не рассматривалась.

Целью данной статьи является рассмотрение вопросов синтеза управления входным преобразователем ППЧ, в качестве которого выступает активный выпрямитель с трехфазным входным LCL-фильтром, обеспечивающего высокую степень ЭМС преобразователя с сетью и автоматическое поддержание напряжения на конденсаторе звена постоянного тока.

II. РЕШЕНИЕ ЗАДАЧИ

Принципиальная схема входного преобразователя ППЧ (рис. 1) содержит входной трехфазный LCL- фильтр, вентильный блок, собранный на транзисторах VT1–VT6, емкостный фильтр в цепи постоянного тока Сф, датчики фазных токов UA1–UA3 и тока конденсатора звена постоянного тока (ЗПТ) UA4, датчики фазных напряжений UV1–UV3 и напряжения на конденсаторе ЗПТ. Питание преобразователя осуществляется от трехфазной сети 380 В, 50 Гц с внутренним сопротивлением Zs активно-индуктивного характера. Нагрузкой входного преобразователя является автономный инвертор напряжения.

Приняты допущения: пассивные элементы цепи линейны, их параметры не зависят от времени, вентили идеальные, конденсатор фильтра Сф предварительно заряжен до номинального напряжения и имеет емкость, при которой энергия конденсатора, заряженного до номинального напряжения, превышает энергию, потребляемую нагрузкой в течение двух (и более) периодов сетевого напряжения.

В общем виде системы, в которых вводится скользящий режим, описываются дифференциальными уравнениями в форме Коши [7, 8]:

x = f (x,t,u),

usb	usc			ic1		ic3
		UV1-UV3
usa				C1	C2	C3
			isa				iva
ea	Zs	UA1		L1		L4				VT7-
			a				VT1-
eb	Zs	UA2	isb	L2	ic2		VT6		Cd	VT12
						L5 ivb
n			b						UV4	M
			isc			L6 ivc
ec	Zs	UA3		L3					UA4
			c
								iCd	ud
usa			iаз	AW1	d x	AW4
				λ1
					d t
usb			-isa
					d2 x				VT1
usc				λ2 d t2			A1		VT2
									VT3
			ibз	AW2	d x	AW5
udз	БВЗТ			λ1			A2	F	VT4
					d t
									VT5
ud			-isb		d2 x
									VT6
				λ2 d t2			A3
iCd
				AW3
			icз		d x
				λ1
					d t	AW6
			-isc
				λ2 d2 2x
					d t

Рис. 1. Функциональная схема преобразователя частоты

где х, f – векторы-столбцы, размерность которых определяется количеством переменных состояния системы; u – вектор управления, каждая компонента которого претерпевает разрывы по своей поверхности, заданной уравнением si (x) = 0,

+	(x,t )	при	si (x) > 0,
ui (x,t ) = ui
ui−	(x,t )	при	si (x) < 0,

i – количество компонент вектора управления. Применительно к рассматриваемой системе матема-

тическое описание будет иметь следующий вид:

uc	= Cic ,
is = − A1is + B1e + B1uc ,
iv	= − A2iv + B2uc	+	ud		B2 p,
		2
is	= ic + iv ,

где uc – вектор-столбец напряжений на конденсаторах фильтра цепи переменного тока, uc = [uc1 uc2 uc3]T; ic – вектор-столбец токов в цепи конденсаторов фильтра цепи переменного тока, ic = [ic1 ic2 ic3]T; is – векторстолбец токов, потребляемых из сети, is = [isa isb isc]T;

e – вектор-столбец ЭДС сети, e = [ea eb ec]T; iv – векторстолбец входных токов активного выпрямителя, iv =

= [iva ivb ivc]T; C – диагональная матрица, С = [1/С1 1/С2 1/С3 ]; A1, A2, B1, B2 – квадратные матрицы размера

3×3, элементы которых зависят от параметров системы; ud – напряжение на конденсаторе фильтра ЗПТ; p – век- тор-столбец, компоненты которого определяют знак компонент вектора управления, p = [p1 p2 p3]T,

		1	при	s	(x) > 0,
pi	=			i
		−1	при		si (x) < 0 (i = 1, 2, 3).

Поскольку объект управления по каждой из регулируемых координат, в качестве которых выступают потребляемые из сети токи, описывается дифференциаль-

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 302 -

ным уравнением третьего порядка, то в качестве уравнений поверхностей разрыва целесообразно принять уравнения вида

s	= η	+ λ		dηi	+ λ		d 2ηi	= 0	(i = 1, 2, 3),	(1)
						2 dt2
i	i		1 dt

где η1 – ошибка величины тока фазы А, η1 = iаз – iа; η2 – ошибка величины тока фазы B, η2 = ibз – ib; η3 – ошибка

величины тока фазы C, η3 = icз – ic; iаз, ibз, icз – сигналы задания токов, потребляемых из сети; λ1, λ2 – коэффи-

циенты.

Для физической реализации управления введен вектор состояния системы up = (up1, up2, up3)T, компоненты которого определяются положением изображающей точки относительно поверхности переключения [6]:

		1	при	s	(x) > 0,
upi	=			i
		0	при	si (x) < 0 (i = 1, 2, 3).

Каждой комбинации состояний компонент вектора up ставится в соответствие комбинация импульсов управления вентилями, реализующая вектор управления U. При этом должно выполняться условие существования скользящего режима:

Sk (x) > 0	при	(Sk (x) < 0,	and u j ),
Sk (x) < 0	при	(Sk (x) > 0,	and u j ),

( j = 1, 2, 3; k = 1, 2, 3; j ≠ k ).

Для синтеза контура регулирования напряжения на конденсаторе ЗПТ рассмотрим уравнение баланса активных мощностей в системе:

PS = Pl + P + PC ,

	где	PS – активная мощность,			потребляемая из сети,
	PS	=	1	T (isausa + isbusb + iscusc )dt;	Pl – мощность нагруз-
			T
				0
	ки;		P – мощность потерь; PC – мощность, затрачивае-

мая на накопление (или сброс) энергии в конденсаторе

звена постоянного тока, PC	=	1	T (id ud )dt; T – период
	T		0

времени, на котором осуществляется интегрирование мощностей.

При равенстве нулю мощности накопления (PC = 0) вся мощность, потребляемая из сети, будет расходоваться на необратимое преобразование энергии в нагрузке и на покрытие потерь в элементах системы. При этом напряжение на конденсаторе ЗПТ в конце каждого периода интегрирования будет неизменным. При нарушении баланса PS = Pl + P на (i – 1)-м периоде мощ-

ность, потребляемая из сети на последующем i-м периоде PSi , должна быть скорректирована на величину,

равную мощности накопления, измеренной на (i – 1)-м периоде, по формуле

PSi = PSi−1 + PCi−1 ,

(2)

где PS i−1 – мощность, потребляемая из сети на (i – 1)-м периоде; PCi−1 – мощность, затрачиваемая на накопле-

ние (или сброс) энергии в конденсаторе звена постоянного тока на (i – 1)-м периоде,

		1	t	+T
PCi−1	=			i−1	(id ud )dt.
	T			t
				i−1

Для отработки отклонения напряжения на конденсаторе ЗПТ от заданного значения мощность, потребляемая из сети на каждом i-м периоде, должна быть дополнительно скорректирована на величину, пропорциональную разности заданной и фактической энергии конденсатора:

PK = PK		+	Qi−1	,	(3)
i	i−1		t

где Qi−1 – отклонение энергии, накопленной в конденсаторе звена постоянного тока (ЗПТ) САФ от заданного

значения,

=

С

U

2

−

С

U

2

– заданное зна-

Q

d

dз

d

d i−1

; U

dз

i−1

2

2

чение напряжения на конденсаторе звена постоянного тока САФ; Ud i−1 – значение напряжения на конденсато-

ре ЗПТ САФ, определяемое в конце (i – 1)-го периода; t – коэффициент, определяющий скорость отработки отклонения напряжения на конденсаторе ЗПТ САФ.

С учетом формулы (3) выражение (2) будет иметь вид

PS	= PC	i−1	+ PS	i−1	+ PK	i−1	+ Qi−1 .
	i						t

Тогдаамплитудатоковзаданийдляi-го периодабудет

Im	=	2PSi	,	(4)
	i	3Um

где Um – амплитуда напряжений сети.

Функциональная схема системы управления (см. рис. 1) содержит: блок, вычисляющий в соответствии с формулой (4) сигналы задания фазных токов БВЗТ; сумматоры AW1–AW3, определяющие отклонение фазных токов от задания; блоки дифференцирования, сумматоры AW4–AW6, определяющие отклонение проекций изображающей точки от соответствующих поверхностей разрыва, задаваемых выражением (1); релейные элементы А1–А3, вычисляющие вектор состояния системы up; блок логики F, осуществляющий выбор комбинаций импульсов управления вентилями в функции вектора up.

Для оценки эффективности предложенного управления выполним цифровое моделирование режимов

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 303 -

работы системы. Параметры системы: L1 = L2 = L3 =

= 5 мГн, L4 = L5 = L6 = 1 мГн, С1 = С2 = С3 = 10 мкФ

Сd = 1000 мкФ, Udз = 700 В, Rs = 0,1 Ом, Ls = 10 мкГн, λ1 = 5·10–4, λ2 = 5·10–8, t = 40·10–3. На рис. 2 представ-

лены диаграммы работы системы в выпрямительном режиме (0 < t < 0,04 с) и в режиме рекуперации энергии в сеть (t > 0,04 с). Как следует из диаграмм, система в обоих режимах формирует синусоидальные фазные токи с практически нулевым фазовым сдвигом относительно соответствующих напряжений. При этом время переходного процесса установления токов сети не превышает 5 мс. Коэффициенты гармоник тока и напряжения для рассматриваемого случая составляют соответственно THDI < 0,6 %, THDU < 0,005 %, что в совокупности с cos(φ) = 1 соответствует высокой степени электромагнитной совместимости с сетью. Значения коэффициентов гармоник тока и напряжения, полученные для различных значений амплитуд формируемых фазных токов, при питании от сети с различными значениями индуктивности Ls (таблица) также подтверждают высокую степень ЭМС с сетью.

На рис. 3, а представлены временные диаграммы работы системы в выпрямительном режиме при отклонении начального значения напряжения на конденсаторе ЗПТ от задания на 100 В. Как следует из диаграмм, система отрабатывает отклонение напряжения с практически нулевой статической ошибкой и апериодическим характером переходного процесса. При этом фазные напряжения и токи имеют гармоническую форму. При переводе преобразователя в режим рекуперации система отрабатывает отклонение напряжения от задания с высокой точностью и апериодическим характером переходного процесса (рис. 3, б).

Коэффициенты гармоник тока и напряжения сети

Im, А	Ls = 10 мкГ		Ls = 50 мкГ		Ls = 100 мкГ
	THDI,	THDU,	THDI,	THDU,	THDI,	THDU,
	%	%	%	%	%	%
10	1,78	0,0063	1,78	0,01	1,8	0,017
20	0,589	0,0041	0,77	0,0079	0,605	0,011
50	0,335	0,0057	0,331	0,0084	0,331	0,014
100	0,195	0,0068	0,197	0,0106	0,189	0,0173

Рис. 2. Временные зависимости фазных напряжений и токов в режимах выпрямления и рекуперации

Рис. 3. Переходный процесс установления напряжения ЗПТ: а – в режиме выпрямления; б – в режиме рекуперации

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 304 -

Рис. 4. Временные зависимости напряжения ЗПТ, фазных напряжений, фазных токов при изменении нагрузки

На рис. 4 представлены диаграммы работы системы в режиме сброса/наброса нагрузки. В момент времени t = 0,04 с эквивалентное сопротивление нагрузки входного преобразователя ППЧ изменяется скачком с 50 на 25 Ом, а в момент времени t = 0,1 с возвращается к начальному значению. Как следует из диаграмм, система и в этом случае формирует синусоидальные токи и поддерживаетнапряжениеUd назаданномуровне.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Применение предложенной системы в составе полупроводниковых преобразователей частоты обеспечивает высокую, практически идеальную степень электромагнитной совместимости преобразователя с сетью. Система обеспечивает поддержание напряжения ЗПТ на заданном уровне свысокой точностью и апериодическим характером переходного процесса. Рассмотренная система эффективно работает как в режиме выпрямления, так и в режиме рекуперации энергии в сеть. Использование рассмотренной системы в составе ППЧ является перспективным. Дальнейшие исследования следует проводить в направлении изучения свойств рассмотренного преобразователя и электропривода вцелом, оптимизациипараметровирежимовработы.

Библиографический список

1.Жежеленко И.В. Высшие гармоники в системах электроснабжения промпредприятий. М.: Энергоатомиздат, 2000. 186 с.

2.Проблемы обеспечения электромагнитной совместимости в электроустановках промышленных предприятий / М.А. Авербух, В.А. Кузнецов, Д.Н. Коржов, А.А. Коробкин, Д.С. Лимаров // Вестник Белгород. гос. техн. ун-та им. В.Г. Шухова. 2013. № 5.

С. 203–207.

3.Волков И.В. Новая концепция построения силовых цепей час- тотно-регулируемых асинхронных электроприводов // Технічна електродинаміка. 1999. № 4. С. 21–26.

4.Шрейнер Р.Т., Ефимов А.А., Зиновьев Г.С. Прогнозирующее релейно-векторное управление активным выпрямителем напряжения // Электротехника. 2001. № 12. С. 47–52.

5.Волков А.В., Волков В.А. Компенсация мощности искажений и реактивной мощности посредством активного фильтра с прогнозируемым релейным управлением // Электротехника. 2008. № 3.

С. 2–10.

6.Скурятин Ю.В., Денисевич Н.А. Повышение электромагнитной совместимости с сетью преобразователей частоты // Сб. науч. трудов ДонГТУ. Алчевск, 2012. Вып. 36. С. 407–414.

7.Уткин В.И. Скользящие режимы и их применение в системах с переменной структурой. М.: Наука, 1974. 272 с.

8.Теория систем с переменной структурой / С.В. Емельянов, В.И. Уткин, В.А. Таран [и др.]; под ред. С.В. Емельянова. М.:

Наука, 1970. 592 с.

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 305 -

УДК 621.314

Высокочастотный преобразователь частоты с непосредственной связью

А.П. Старцев

ООО «Сервисный центр “КОНТАКТ”», Пермь, Россия

Frequency converter with direct connection

A.P. Startsev

Service center “KONTACT”,

Perm, Russian Federation

Результаты исследования совместной работы высокочастотного преобразователя частоты с непосредственной связью и асинхронного короткозамкнутого электродвигателя при работе от однофазного источника переменного напряжения 220 В, 50 Гц.

The research results of the joint work of high-frequency frequency converter with direct communication and asynchronous motor short-circuited when working on single-phase AC 220 V voltage source 50 Hz.

Ключевые слова: преобразователь частоты, асинхронный двигатель, вентильный двигатель.

Keywords: frequency converter, asynchronous motor, valve enginee.

Целью работы является публикация результатов исследования совместной работы высокочастотного преобразователя частоты с непосредственной связью (далее – преобразователя) и асинхронного короткозамкнутого электродвигателя при работе от однофазного источника переменного напряжения 220 В, 50 Гц.

РЕЗУЛЬТАТЫ ИССЛЕДОВАНИЯ

3.В исследуемом преобразователе нет проблемы «сквозных токов», в связи с чем нет необходимости принятия специальных мер защиты от перенапряжений

иобратных выбросов реактивной энергии.

4.В исследуемом преобразователе индуктивная составляющая тока, потребляемого от источника питания I, непрерывная.

Преобразователь работает следующим образом. Пусть в исходный момент времени замкнуты ключи 1, 2 и к полуобмотке 8 первичной обмотки фазы А электродвигателя приложено напряжение источника питания Е. Тогда к последовательно соединенным полуобмоткам 9–12 фаз В и С электродвигателя будет приложено напряжение 2Е, т.е. на каждой полуобмотке 9–12 электродвигателя будет напряжение –Е/2. В следующий момент времени замыкается ключ 3. Напряжение на

Исследуемая принципиальная электрическая схема, состоящая из силовых ключей преобразователя и асинхронного короткозамкнутого электродвигателя типа УАД, приведена на рис. 1.

В связи с тем, что промышленностью не выпускаются управляемые ключи переменного тока, в качестве ключей использовались управляемые диодные мосты.

Представленная схема преобразователя имеет следующие особенности:

1.Для трехфазного преобразователя длительности открытого состояния ключей α находится в диапазоне:

– ключи 1, 3, 5 – π/3 < α < 2π/3;

– ключи 2, 4, 6 – 2π/3 < α < π.

2.Каждая фазная обмотка двигателя имеет вывод от средней точки.

Рис. 1. Схема принципиальная электрическая преобразователя частоты с электродвигателем

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 306 -

Рис. 2. Временные диаграммы работы ключей и напряжения на обмотках электродвигателя при длительности открытого состояния ключей 1, 3, 5 α = π/3, ключей 2, 4, 6 α = 2π/3

Рис. 3. Временные диаграммы работы ключей и напряжения на обмотках электродвигателя при длительности открытого состояния ключей 1, 3, 5 α = 2π/3, ключей 2, 4, 6 α = π

Рис. 4. Форма напряжения на обмотках двигателя при длительности открытого состояния ключей 1, 3, 5 α = π/3, ключей 2, 4, 6 α = 2π/3

полуобмотке 10 электродвигателя становится равным Е, напряжение на полуобмотках 11, 12 электродвигателя равно нулю. Далее ключ 1 размыкается. Напряжение на полуобмотке 9 фазы В электродвигателя становится равным –Е, а на полуобмотках 7, 8, 11, 12 электродвигателя – +Е/2. Дальнейшие переключения происходят в соответствии с приведенными ниже временными диаграммами.

Подробное описание работы преобразователя, схемы управления приведены в работах [1, 2].

Временные диаграммы работы ключей и напряжения на обмотках электродвигателя при частоте напряжения источника питания равной нулю для одного такта работы преобразователя при различных длительностях открытого состояния ключей приведены на рис. 2, 3.

Форма напряжения на обмотках двигателя при длительности открытого состояния ключей 1, 3, 5 α = π/3, ключей 2, 4, 6 α = 2π/3 для одного периода питающей сети приведена на рис. 4.

Формулы для расчета параметров преобразователя приведены в работе [3].

Эффективное значение тока полуобмотки электродвигателя

	Io7 = Im	2	α	+ 5	,	(1)
			π

где Im – амплитуда тока источника питания. Среднее значение тока ключей 1, 3, 5

		кл1	= 2Im 1−	α	.	(2)
	I
				π

Среднее значение тока ключей 2, 4, 6

		кл2	= 2Im 1+	α	.	(3)
	I
				π

Среднее значение тока источника

			= 6Im 1+	α	.	(4)
	Iи
				π

Амплитудное значение токов ключей 1, 3, 5

Im1	= Im3 = Im5 = 6Im .	(5)
Амплитудное значение токов ключей 2, 4, 6
Im2	= Im4 = Im6 = 8Im .	(6)

Амплитудноезначениенапряжениянаключах1, 3, 5

Um1 = Um3 = Um5 = Em .

(7)

Амплитудноезначениенапряжениянаключах 2, 4, 6

Um2 = Um4 = Um6 = 2Em .

(8)

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 307 -

Зависимость электромагнитной мощности и максимального момента от коэффициента модуляции m при S = Sm приведена на рис. 6.

Из рис. 6 видно, что с увеличением амплитуды модуляции напряжения электромагнитная мощность и максимальный момент уменьшаются и при m = 1

где Еm – амплитудное значение напряжения источника

Зависимость электромагнитной мощности и макси-

питания.

мального момента электродвигателя определяется вы-

Магнитное поле в зазоре асинхронного электродвига-

ражениями

теля круговое, пульсирующее с амплитудой магнитной

индукции 1,5Вm. Конец вектора магнитной индукции

Mmax_ max

=

Pэм_ max

=

Sm (2

+ m

2

)

(12)

описывает кривую, характерную для машин, работаю-

.

M

P

2S(1

щих от источника с несинусоидальным питающим на-

max

+ m)2

max

пряжением. Амплитуда пульсации вектора магнитной индукции определяется коэффициентом модуляции m, и при m = 0 магнитное поле в зазоре машины будет мало отличаться от кругового. Под коэффициентом модуляции m следует понимать отношение

m = δU/ Uср,

(9)

где Uср – среднее значение напряжения источника питания; δU – амплитуда напряжения источника питания.

Частота пульсации вектора магнитной индукции равна частоте напряжения питающей сети f1.

Диаграммы мгновенного m и среднего М моментов электродвигателя при коэффициенте модуляции формы напряжения на обмотках электродвигателя 0 и 1 показаны на рис. 5.

Влияние пульсации на электромагнитную мощность и максимальный момент электродвигателя оценивается по формуле

Mmax_ max			Pэм_ max	2			*		U12m Sm
		=		=	m1Um1		Sm R2	=			, (10)
			P
M	max				m U	2 SR*			U	2 S
			max	1		1	2			1

где U1m ,U1 – эффективное значение напряжения на вы-

ходе преобразователя при модуляции и без модуляции; Sm , S – скольжение электродвигателя при модуляции и

без модуляции.

Эффективное значение напряжения на обмотке двигателя в зависимости от коэффициента модуляции определяется по формуле

	U1	=	Em		1	+	m2	.	(11)
			m +1		2		4

	P		3Pэм		,		(13)
			8
		эм_ max
	M		=	3Mm		.	(14)
		max_ max
					8

На рис. 7 приведены экспериментальные нагрузочные характеристики асинхронного короткозамкнутого двигателя, работающего от преобразователя, имеющего выходную частоту 400 Гц, с амплитудной модуляцией частотой 50 Гц и коэффициентами модуляции 0,45 и 0. Пульсация выходного напряжения преобразователя вызывает низкочастотную пульсацию магнитного потока и, следовательно, мгновенного момента, скорости вращения. В зависимости от амплитуды пульсации (коэффициента модуляции) напряжения изменяются выходные параметры электродвигателя; мощность, критический момент, скольжение и требуются специальные меры, обеспечивающие заданные выходные параметры двигателя.

Рис. 5. Диаграмма мгновенного m и среднего M моментов	Рис. 6. Зависимость электромагнитной мощности и максимального
электродвигателя при коэффициентах модуляции 0 и 1	момента от коэффициента модуляции m при S = Sm

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 308 -

Рис. 7. Экспериментальные нагрузочные характеристики асинхронного короткозамкнутого двигателя, работающего от преобразователя, имеющего выходную частоту 200 Гц с амплитудной модуляцией частотой 50 Гц и коэффициентами модуляции 0,45 и 0:

1 – при m = 0, U = 110 B; 2 – при m = 0, U = 100 B; 3 – при m = 1, U = 110 B; 4 – при m = 1, U = 100 B

Учет влияния пульсации выходного напряжения преобразователя на этапе проектирования двигателя можно выполнить, увеличивая максимальную индукцию в зазоре на величину 1,5.

1		1	+	m2	.	(15)
m +1		2
			4

При проектировании электродвигателя следует учитывать, что обмотки имеют среднюю точку. На практике средняя точка обмотки двигателя получается при укладывании обмотки в два провода одновременно и соответствующем соединении уложенных катушек в лобовых частях статора. При таком способе выполнения обмоток площадь паза, рассчитываемую известны-

ми методами, следует увеличить в 2 раз.

Библиографический список

1.Старцев А.П., Шулаков Н.В., Юрин А.С. Вентильная электричес-

кая машина. А.С. № 1141525, опубл. 23.02.85, Бюл. № 7.2.

2.Старцев А.П. Вентильная электрическая машина. А.С. № 1749988,

опубл. 23.07.92, Бюл. № 27.

3.Старцев А.П. Высокочастотный преобразователь частоты с непосредственной связью // Энергосистема: управление, качество, безопасность: сб. докл. всерос. науч.-техн. конф. Екатеринбург: Изд-во УГТУ–УПИ, 2001.

4.Старцев А.П. Влияние пульсации выходного напряжения высокочастотного преобразователя частоты с непосредственной связью на характеристики асинхронного электродвигателя // Материалы IX Всерос. науч.-техн. интернет-конф. Пермь: Изд-во Перм. нац. исслед. политехн. ун-та, 2015.

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 309 -

УДК 621.314.21

Системы плавного пуска двигателей на основе высоковольтных тиристорных преобразователей

А.А. Ткачук	С.И. Шилин
ЗАО «Автоматизированные системы и комплексы»,	Уральский энергетический институт,
Екатеринбург, Россия	Уральский федеральный университет им. первого
	Президента России Б.Н. Ельцина,
	Екатеринбург, Россия

Motor soft start systems based on high-voltage thyristor converter

A.A. Tkachuk

S.I. Shilin

Automated Systems and Complexes,

Ekaterinburg, Russian Federation

В докладе приведены результаты применения тиристорных преобразователей для плавного пуска высоковольтных асинхронных и синхронных электроприводов механизмов центробежного принципа действия. Рассмотрены основные технические характеристики разработанных и производимых серийных преобразователей.

The report is devoted to presentation of results of use of thyristor converters for soft start of high voltage asynchronous and synchronous electric drives of mechanisms with centrifugal operating principle. Main technical characteristics of designed and batch produced converters are given.

Ключевые слова: тиристорный преобразователь, устройство плавного пуска, электропривод.

Keywords: thyristor converter, soft start, electric drive.

I. АКТУАЛЬНОСТЬ

Нерегулируемый по скорости электропривод (ЭП) переменного тока находит наибольшее распространение во всех отраслях промышленности и в энергетике. При этом особо ответственным режимом нерегулируемых ЭП является пуск в работу. Это особенно актуально при пуске высоковольтных асинхронных и синхронных двигателей с номинальным напряжением 3, 6 и 10 кВ. Электрические машины такого класса напряжения являются достаточно энергоемкими объектами. Прямой пуск таких электродвигателей от сети, особенно с механизмами, у которых большой момент инерции, обладает рядом известных недостатков, главными из которых являются значительные по величине и продолжительные по времени пусковые токи и удары момента на валу. Поэтому

Ural Power Engineering Institute, Ural Federal University named after the first President of Russia B.N. Yeltsin, Ekaterinburg, Russian Federation

ограничение величины пусковых токов, рационализация графика включения и отключения такого рода ЭП является весьма актуальной задачей [1, 3, 4].

Благодаря прогрессу в области разработки и массового производства силовых полупроводниковых приборов снижается их стоимость и значительно расширяется область использования различных устройств на их базе. Тиристорные высоковольтные преобразователи напряжения (ТПН) все более широко применяются в качестве устройств плавного пуска высоковольтных электроприводов [2]. Высокие технико-экономические показатели получают при плавном пуске мощных ЭП механизмов центробежного принципа действия: насосов, вентиляторов, компрессоров, дымососов и т.п. [6].

Показатели экономической эффективности, при сохранении всех положительных характеристик индивидуального ЭП, повышаются при использовании тиристорного преобразователя напряжения для плавного пуска группы высоковольтных двигателей центробежных механизмов (ЦМ). В этом случае достаточно одного ТПН для поочередного плавного пуска всех двигателей группы электроприводов [3, 4].

II. ОБЗОР УСТРОЙСТВ ПЛАВНОГО ПУСКА

Постоянно возрастающий спрос на устройства плавного пуска высоковольтных ЭП, относительная простота схемного решения при сопряжении с системой электроснабжения, высокий уровень автоматизации и надежность в эксплуатации обусловили целесообразность разработки и серийного производства рядом предприятий комплектного электротехнического оборудования для

____________________________________________________________________________________________________________________________

IX Международная (XX Всероссийская) конференция по автоматизированному электроприводу АЭП-2016

- 310 -