9.6. Выходные характеристики

Iс = f(Uси); Uзи = const

Рис. 9.7

При росте Uси до Uнас наблюдается почти линейный рост тока через канал Iс. При Uси = Uнас рост тока прекращается и характеристики переходят в режим насыщения, где они практически горизонтальны. Это происходит потому, что при большом напряжении Uси канал в области стока сужается и наступает динамическое равновесие: рост Uси вызывает увеличение Iс и уменьшение ширины канала Y, а следовательно и уменьшение Iс.

При Uси > Uпроб наступает пробой области канала и ток через канал лавинообразно нарастает.

При подаче на затвор отрицательных смещений Uзи < 0, насыщение наступает при меньших Uси, так как толщина канала сужается по всей длине. Вследствие этого снижается и ток насыщения в канале.

9.7. Передаточные характеристики

Iс = f(Uзи) при Uси = const

Рис. 9.8

При Uзи = 0 толщина канала максимальна и ток стока Iс максимален. С ростом смещения Uзи толщина канала уменьшается и ток через канал падает. При Uзи = Uотс канал перекрывается и ток практически прекращается. При Uзи > Uотс ток через канал определяется концентрацией неосновных носителей и составляет единицы микроампер.

9.8. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ С ИЗОЛИРОВАННЫМ ЗАТВОРОМ

В 1962 году созданы первые полевые транзисторы, у которых затвор изолируется пленкой диэлектрика, а роль канала играет тонкий поверхностный слой полупроводника. Эти транзисторы называют МОП или МДП-транзисторы. Перенос тока в них обеспечивается только основными носителями канала.

9.8.1. Обозначения и схемы включения

Для обозначения полевых транзисторов с изолированным затвором приняты обозначения (рис. 9.9).

Рис. 9.9

Аналогично транзистору с управляющим p-n переходом используют три схемы включения: ОИ, ОС, ОЗ.

9.9. МДП-ТРАНЗИСТОРЫ С ИНДУЦИРОВАННЫМ КАНАЛОМ

Это наиболее распространенный вид МДП-транзисторов.

9.9.1. УСТРОЙСТВО И ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ

Устройство транзистора показано на рисунке 9.10.

Рис. 9.10 Устройство МДП-транзистора

Методами диффузии в полупроводниках n-типа создаются две сильнолегированные области p⁺-типа, образующие исток и сток. Область поверхности между ними изолируется с помощью диэлектрика (SiO2), а на поверхность диэлектрика наносят металлический электрод-затвор. Образуется система Металл-диэлектрик-полупроводник.

При напряжении на затворе Uзи = 0 ток между стоком и истоком ничтожно мал, так как он определяется только токами через встречно включенные p-n переходы. При подаче отрицательного смещения на затвор Uзи < 0 из приповерхностного слоя полупроводника n-типа происходит вытеснение основных носителей – электронов и при некотором напряжении Uзи = Uзипор < 0 происходит инверсия типа проводимости приповерхностного слоя – образуется или индуцируется канал p-типа. Этот канал соединяет области стока и истока. При дальнейшем увеличении напряжения Uзи происходит втягивание в канал дырок из р⁺ областей, то есть возрастает концентрация носителей в канале, и увеличивается толщина канала, что ведет к снижению сопротивления канала.

Протекание тока в канале обеспечивается напряжением, приложенным между стоком и истоком, и носит дрейфовый характер.

Таким образом, изменяя напряжение на затворе, можно управлять сопротивлением канала и величиной тока в канале.

Поскольку затвор изолирован от канала, ток в цепи затвора ничтожно мал, следовательно, ничтожно мала и мощность, необходимая для управления током в цепи исток-сток-Rн. Поэтому транзистор с изолированным затвором способен усиливать мощность сигнала.

9.9.2. СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МДП-ТРАНЗИСТОРА С ИНДУЦИРОВАННЫМ КАНАЛОМ

Выходная характеристика: I_з = f(U_зи); U_си = const.

Вследствие изоляции затвора I_з » 0 при любых напряжениях на электродах.

Выходные характеристики: I_с = f(U_си); U_зи = const.

Рис. 9.11

Характеристики подобны выходным характеристикам транзистора с управляющим переходом при U_си < U_{си нас}, ток I_с изменяется почти линейно. При U_си > U_{си нас} наступает насыщение тока вследствие сужения канала. При увеличении U_зи снижается сопротивление канала. Поэтому ток насыщения растет.

Передаточные характеристики: I_с = f(U_зи); U_си = const.

Рис. 9.12

При напряжении на затворе, превышающем U_{зи пор} индуцированный канал, проводимость которого растет с ростом напряжения U_зи. Поэтому наблюдается тока канала I_с. Напряжение влияет слабо, так как при U_си>U_{си нас} канал находится в режиме насыщения.

U_{зи пор} = 0,5-10 В (2П301 – 2П304).

9.10. МДП-ТРАНЗИСТОР СО ВСТРОЕННЫМ КАНАЛОМ

9.10.1. УСТРОЙСТВО И ПРИНЦИП РАБОТЫ

Устройство транзистора показано на рис. 9.13.

Рис. 9.13

В кристалле n-типа путем диффузии образуются две сильнолегированные области – сток и исток. Эти области соединяются тонким поверхностным слаболегированным слоем – встроенным каналом р-типа. Над каналом располагается металлический затвор, отделенный от канала слоем диэлектрика – образуется система металл-диэлектрик-полупроводник.

Изоляцию транзистора выполняют с помощью запирающего обедненного слоя р-nперехода. Для этого на подложку подают обратное напряжение смещения или соединяют подложку с истоком.

При отсутствии напряжения на затворе в канале имеется некоторое количество дырок, которые обеспечивают прохождение тока между стоком и истоком.

При подаче отрицательного напряжения на затвор, электрические поля затвора втягивают в канал дополнительное количество дырок, обогащая его основными носителями и снижая его сопротивление.

При положительном напряжении на затворе дырки вытесняются из канала. Проходит объединение канала основными носителями, сопротивление канала увеличивается. При некотором напряжении

U_зи =U_{зи отс}> 0 практически все основные носители вытесняются из канала и ток в канале падает до нуля.

Протекание тока в канале I_собеспечивается напряжением, приложенным между истоком и стоком и носит дрейфовый характер.

Таким образом, изменяя напряжение на затворе можно управлять сопротивлением канала и величиной тока в канале.

Возможность управления током с помощью изолированного затвора определяет способность МДП-транзистора со встроенным каналом усиливать мощность сигнала.

Особенностью МДП-транзистора со встроенным каналом является возможность управления током канала как при положительных, так и при отрицательных напряжениях на затворе.

9.10.2. СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МДП-ТРАНЗИСТОРА СО ВСТРОЕННЫМ КАНАЛОМ

Выходная характеристика: I_з = f(U_зи); U_си = const.

Вследствие изоляции затвора I_з » 0.

Выходные характеристики: I_с =f(U_си);U_зи =const.

Рис. 9.14

Выходные характеристики МДП-транзистора со встроенным каналом аналогичны выходным характеристикам МДП-транзистора с индуцированным каналом.

Передаточные характеристики: I_с =f(U_зи);U_си =const.

Рис. 9.15

При U_зи< 0 р-канал обогащаются дырками, и ток в канале растет.

При U_зи > 0 происходит вытеснение дырок из канала и ток в канале падает, прекращаясь приU_зи =U_отс.

Повышение U_зи лишь незначительно увеличивает ток стока, так как канал находится в режиме насыщения.

9.11. ВЛИЯНИЕ ТЕМПЕРАТУРЫ НА СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ

С ростом температуры подвижность носителей в канале падает, вследствие рассеяния носителей на фононах. Это ведет к росту сопротивления канала и уменьшению тока стока.

С другой стороны, при повышении температуры потенциальный барьер U_к=уменьшается, так какn_iрастет экспоненциально. Поэтому толщина запирающих слоев р-nпереходов снижается, канал расширяется и ток стока возрастает.

Действие этих противоположных процессов обеспечивает более высокую температурную стабильность полевых транзисторов в сравнении с биполярными. Температурный коэффициент у полевых транзисторов < 0,2% на 1К.

9.12. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ

Вследствие большого входного и выходного сопротивлений полевых транзисторов в уравнениях эквивалентного четырехполюсника используют систему Y-параметров. Для схемы и ОИ они имеют вид:

||U_си=const

||U_зи=const

||U_си=const

||U_зи=const

Эти параметры описывают проводимости и в общем случае являются комплексными. Приближенные равенства справедливы для области низких частот и позволяют определить Y-параметры в заданной рабочей точке транзистора после линеаризации его характеристик, то есть по характеристикам транзистора.

Наряду с Y-параметрами широкое распространение нашли специальные параметры.

Крутизна – характеризует управляющее действие затвора на ток стока

S=Y_21n.

В современных транзисторах она составляет 3 мА/В и более.

Для оценки влияния подложки вводят крутизну по подложке.

|U_зи =const,U_си =const

Обычно S_П <S. При соединении затвора с подложкой суммарная крутизнаS’ =S+S_П.

Выходное дифференциальное сопротивление.

составляет сотни МОм.

Коэффициент усиления.

Для сравнения воздействия напряжения стока и напряжения затвора на ток стока вводят параметр m.

|_{Ic = const} = SR_{вых диф} = SR_i

9.13. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ

С помощью системы Y-параметров нетрудно получить формальную эквивалентную схему полевого транзистора в заданной рабочей точке в режиме малого сигнала в схеме с ОИ.

Рис. 9.16

Более содержательна физическая эквивалентная схема, которая составляется исходя из структуры полевого транзистора.

Рис. 9.17

Поскольку транзистор является активным элементом эквивалентная схема содержит источник тока SU_зи. Из физической эквивалентной схемы легко получить выражения дляY-параметров. Полагаяr_зс=r_зи »¥иr_с »0, получим:

величины С_зии С_зссоставляют единицы, десятые доли пФ.

Все эти параметры зависят от выбранной рабочей точки, то есть постоянных напряжений на электродах.

В расчетах статического состояния электронных схем, то есть постоянных токов и напряжений в схеме, должны учитываться нелинейные свойства транзисторов. При этом также можно воспользоваться эквивалентной физической схемой транзистора, положив С_зи = С_зс = 0 (так какw= 0). Однако, необходимо учесть зависимостиS=S(U_зи,U_си) иR=R(U_зи,U_си), которые легко получить, дифференцируя теоретические выражения ВАХ полевых транзисторовIс =f(U_зи,U_си),

и.

Основные параметры полевых транзисторов:

1. U_отс, илиU_пор,

2. I_{с max} ,

3. U_{си max},

4. частотные параметры (w_sиf_max),

5. крутизна передаточной характеристики.

9.14. РАБОТА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ НА ВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ

Частотные свойства биполярных транзисторов определялись процессами инжекции носителей и их диффузионного распространения в базе транзистора.

В полевых транзисторах явления инжекции отсутствуют. Поэтому их частотные свойства определяются только процессами перезаряда межэлектродных емкостей. В частности, вследствие шунтирующего действия емкостей С_зи,С_зсна высоких частотах полевой транзистор по цепи затвора может потреблять от источника сигнала значительную мощность. При этом падает крутизна характеристики:

, где

- предельная частота проводимости прямой передачи; что свидетельствует об ухудшении усилительных свойств транзистора с повышением частоты.

В целом, частотные свойства полевых транзисторов значительно лучше, чем у биполярных. Лучшие частотные свойства имеют транзисторы с изолированными затворами. Они могут усиливать колебания на частотах в десятки гигагерц.

9.15. РАБОТА ТРАНЗИСТОРОВ В ИМПУЛЬСНОМ РЕЖИМЕ

В импульсном или ключевом режиме используются в основном транзисторы с индуцированным каналом, что объясняется наличием у них порогового напряжения. При U_зи<U_портранзистор закрыт, а приU_зи>U_портранзистор открыт.

Временные диаграммы прохождения управляющего импульса U_вхпоказаны на рис. 9.18.

Рис. 9.18

В течение времени tвклпроисходит перезаряд емкостей транзистора и формируется проводящее состояние канала. За времяtвыклтранзистор переходит в исходное состояние. Эти величины являются импульсными параметрами полевых транзисторов.

10. ТИРИСТОРЫ

Тиристор – это полупроводниковый прибор, имеющий три или более выпрямляющих переходов, и два устойчивых состояния – открытое и закрытое.

Тиристоры подразделяют:

1. Диодные тиристоры – динисторы.

2. Триодные тиристоры – тринисторы.

с управлением по аноду с управлением по катоду

3. Симметричные тиристоры – симисторы.

10.1. ДИНИСТОРЫ. УСТРОЙСТВО И ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ

Структура динистора состоит из 4 полупроводниковых областей

(рис. 10.1).

Рис. 10.1 Структура динистора

Крайняя n-область называется катодом, крайняя p-область – анодом. При нормальном прямом включении динистора на анод подключают , на катод  источника питания.

В этом случае крайние p-n-переходы смещены в прямом направлении – их называют эмиттерными. Средний p-n-переход смещен в обратном направлении – его называют коллекторным. Между эмиттерными и коллекторными переходами расположены базовые области p и n-типа.

При малых прямых смещениях эмиттерные переходы открыты, а коллекторный – закрыт. Поэтому через переход П₁ инжектируются электроны в p-базу. Диффундируярррh к переходу П₂, электроны подхватываются контактным полем П₂ и перебрасываются в n-базу. Дальнейшему движению электронов препятствует потенциальный барьер перехода П₃. Поэтому в области n-базы накапливаются электроны. Аналогично процессы происходят с дырками, инжектированными через переход П₃.

Противоположные по знаку заряды, накапливаются в p- и n-базах находятся в состоянии динамического равновесия – количество поступающих зарядов равно количеству рекомбинирующих зарядов.

При увеличении прямого смещения динамическое равновесие смещается в сторону увеличения зарядов. Накопленные в базах заряды создают электрическое поле, направленное противоположно контактному полю закрытого перехода П₂. Поэтому при некотором прямом смещении U_вкл. переход П₂ откроется.

При этом все три перехода оказываются открытыми, и напряжение на динисторе падает – динистор открывается.

В открытом состоянии ток через динистор ограничивается только малыми омическими сопротивлениями p-n-p-n областей.

При обратных смещениях на динисторе эмиттерные переходы закрыты, а коллекторный – открыт. Инжекция носителей отсутствует. Ток через динистор не протекает - динистор закрыт.

Таким образом, при увеличении прямого смещения выше некоторого напряжения U_вкл. динистор переходит из закрытого состояния в открытое.

10.1.1. ВАХ ДИНИСТОРА

ВАХ динистора имеет вид, представленный на рис. 10.2.

Рис. 10.2

На участке  через динистор протекает обратный ток коллекторного перехода I_КБО, а также токи инжекции эмиттерных переходов.

_,

где α₁ и α₃ – коэффициенты передачи токов переходов П₁ и П₃. Так как

I_К = I_а, то

.

При малых токах α₁ + α₃ << 1 и I_а ≈ I_КБО с увеличением тока α₁ + α₃→1 и в токе  α₁ + α₃ ≈ 1 – динистор открывается. На участке  динистор обладает отрицательным дифференциальным сопротивлением. Однако, этот участок является неустойчивым.

На участке  ток через открытый динистор ограничен только малым внутренним сопротивлением открытого динистора.

При обратных смещениях, на участке  ток через динистор определяется обратным током через два последовательно включенных эмиттерных перехода.

Динистор остается открытым, пока ток через него I_а > I_уд (ток удержания). Если ток в цепи динистора ограничить до I_а < I_уд, динистор закроется.

Величины U_вкл и I_уд являются параметрами динистора.

10.2. ТРИНИСТОРЫ. УСТРОЙСТВО. ВАХ ТРИНИСТОРА

В тринисторе одна из баз снабжается управляющим выводом (рис. 10.3).

Рис. 10.3

Переход тиристора из закрытого состояния в открытое определяется накоплением зарядов в базовых областях. В тринисторах для управления процессом накопления используется дополнительный, управляющий электрод. При подаче положительного смещения на управляющий электрод эмиттерный переход П₁ вблизи катода открывается сильнее. Поэтому возрастает инжекция электронов через переход П₁ и усиливаются процессы накопления зарядов в p- и n-базах, которые приводят к открыванию тринистора.

Таким образом, прямое смещение на управляющем электроде позволяет переключить тринистор из закрытого в открытое состояние при напряжениях U_ак, меньших U_вкл. Причем, чем больше ток управляющего электрода I_у, тем меньшее напряжение U_ак необходимо для открывания тринистора.

Семейство ВАХ тринистора представлены на рис. 10.4.

Рис. 10.4

При I_у = 0 ВАХ тринистора повторяет ВАХ динистора.

С увеличением тока управляющего электрода I_у напряжение включения тринистора уменьшается.

Выключение тринистора производят по анодной цепи, с помощью снижения анодного тока до I_а < I_уд. При этом накопленные в базах заряды рассасываются, и восстанавливается обратное запирающее смещение на коллекторном переходе.

10.3. СИМИСТОРЫ

Симисторы предназначены для работы в цепях переменного тока. Их ВАХ имеют симметричный вид (рис. 10.5),

Рис. 10.5

т.е. симистор обладает ключевыми свойствами, как при прямых, так и при обратных напряжениях. Симистор можно получить, используя встречно-параллельные включения обычных динисторов.

Рис. 10.6

Однако более удобно использовать специальный прибор со структурой, где встречно-параллельно включенные динисторы обьединены в одном кристалле.

Рис. 10.7 Структура симистора.

10.4. ОДНОПЕРЕХОДНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ

Однопереходный транзистор – это полупроводниковый прибор с одним выпрямляющим p-n переходом и тремя выводами, свойство которого определяются модуляцией сопротивления базы.

Условно-графическое обозначение транзисторов представлено на рис. 10.8.

Транзистор с n-базой. Транзистор с p-базой.

Рис. 10.8 Обозначения однопереходных транзисторов

Структура транзистора с n-базой показана на рис. 10.9.

Рис. 10.9 Структура однопереходного транзистора

Область эмиттера сильнолегирована. При подаче межбазового напряжения U_Б через базу потечет ток, создавая вдоль базы падение напряжения U(x). Если U(l) > U_ЭБ, то p-n переход оказывается смещен в обратном направлении и по цепи эмиттера протекает небольшой обратный ток I_ЭБО.

Входная характеристика. Выходная характеристика.

Рис. 10.10.

При U_ЭБU(l) p-n переход открывается и начинается инжекция дырок в область базы. Это приводит к снижению сопротивления тела базы. Поэтому уменьшается и U(l), что увеличивает прямое смещение перехода и инжекцию дырок. В результате на входной характеристике появляется участок с отрицательным дифференциальным сопротивлением, а транзистор переходит в открытое состояние.

Таким образом, транзистор может находиться либо в закрытом состоянии, либо в открытом (в режиме насыщения).

Открытое состояние будет поддерживаться до тех пор, пока ток I_Э  I_выкл. При I_Э < I_выкл транзистор закроется.

Выходная характеристика транзистора при I_Э = 0 – линейная, транзистор работает как обычный резистор. При I_Э > 0 выходная характеристика нелинейная, т.к. смещение на переходе зависит от тока базы I_Б.

Однопереходный транзистор, как всякий прибор с отрицательным дифференциальным сопротивлением, может использоваться в качестве генератора, усилителя и переключателя. Однако, вследствие большого объема базы однопереходные транзисторы значительно хуже биполярных транзисторов по частотным свойствам.

11. ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ

11.1. Основные характеристики и параметры

По функциональному назначению усилители подразделяются на: усилители напряжения, тока и мощности, которые характеризуются соответствующими коэффициентами усиления:

.

В реальных усилителях сигналы разных частот усиливаются по разному. Для характеристики частотных свойств усилителей используются зависимости коэффициентов усиления от частоты и фазового сдвига от частоты.

Первая характеристика называется амплитудно-частотной (АЧХ), вторая – фазо-частотной (ФЧХ). Типовая АЧХ K=f(F) имеет вид

К

идеальная

Кср

0,707 Кср

Fн FвF(Гц)

Рис. 11.1

Кср – maxкоэффициент усиления на средней частоте.

Fв – Fн = - частотный диапазон – полоса пропускания усилителя.

Fв – верхняя граничная частота,Fн – нижняя граничная частота.

Фазо-частотная характеристика имеет вид:

+

F

Fн Fо Fв

-

идеальная

Рис. 11.2

; -коэффициент усиления по постоянному току.

Если АЧХ и ФЧХ усилителя отличаются от идеальных, то эти отличия называются частотными или линейными искажениями. В этом случае сложный сигнал будет иметь искажение из-за различного усиления составляющих спектра.

Частотные искажения оцениваются по величине отклонения АЧХ и ФЧХ от идеальных. Для этого используется коэффициент частотных искажений , где- максимальный коэффициент;- коэффициент усиления на частотеF.

Чувствительность усилителя характеризуется входным сигналом, при котором на выходе создается выходной номинальный сигнал.

Выходной номинальный сигнал (напряжение) – это наибольшее выходное напряжение, при котором искажения не превышают допустимых значений.

Зависимость выходного напряжения усилителя от его входного напряжения называется амплитудной характеристикой(АХ)

режим насыщения транзистора ограниченный Еп

U_вых

В

линейный

участок

А

Рис. 11.3

В нижней части изгиб определяется собственными шумами (они соизмеримы с амплитудой Uвх). АВ – рабочий участок. Если амплитудаUвх такова, что усилитель работает на криволинейных участках АХ, то в выходном сигнале появляются искажения формы.

Такие виды искажений называются нелинейными. Степень нелинейных искажений оценивается коэффициентом нелинейных искажений или коэффициентом гармоник.

,

где - мощности гармоник выходного сигнала. Вторая, третья иn-ая гармоники появляются в выходном сигнале из-за искривления формы сигнала.

По полосе пропускания усилители подразделяются на узкополосные и широкополосные. Узкополосный усилитель настроен на частоту первой гармоники и фильтрует в основном все остальные, поэтому Кг 0.

Динамический диапазон – отношение - динамический диапазон входного сигнала.

- динамический диапазон усилителя.

Для нормальной работы усилителя динамический диапазон усилителя должен быть согласован с динамическим диапазоном сигнала, т.е. .

11.2. РЕЖИМ РАБОТЫ ТРАНЗИСТОРНОГО УСИЛИТЕЛЯ

11.2.1. Принцип работы усилителя. Рабочая точка

C+

+

U_ОК

Рис. 11.3

В отсутствии напряжения усиливаемого сигнала Ес и при подаче напряжений Еп и EБ в цепях транзистора протекают постоянные токи: во входной цепиIОБ , в выходной цепи – IОК (“0” – символ по постоянному току), а на электродах устанавливаются напряженияUОБ – равное напряжению смещения на эмиттерном переходе и UОК , определяемое напряжением ЕП и резисторомRК :

UОК = ЕК –IОК.

Эти значения токов и напряжений определяют положение рабочей точки на статических характеристиках, которую называют начальной рабочей точкой.

Если на вход усилителя подаётся сигнал, например, синусоидальной формы Ес =Usint, то он алгебраически суммируется с постоянным напряжением начального смещения на эмиттерном переходе, и рабочая точка А перемещается между точками В и С.

IБ

С

А

В

UОБUЭБ

Ес

t

Рис. 11.4

В цепи ЕП – коллекторный переход протекает пульсирующий ток, состоящий из постоянной составляющейIОК и переменнойiК. Переменная составляющая создаёт на резистореRК падение напряжения, амплитуда которогоравна амплитуде выходного сигнала. При больших значениях сопротивленияRК и ЕП амплитудазначительно больше амплитуды сигнала Ес.

11.2.2. РЕЖИМ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА

Для того чтобы форма сигнала на выходе усилителя совпадала с формой входного сигнала, зависимость между ними должна быть линейной. Поскольку транзистор является нелинейным элементом, возможны искажения сигнала. Наличие искажений зависит как от амплитуды входного сигнала, так и от выбора положения начальной рабочей точки. Выбор положения начальной рабочей точки влияет также и на КПД усилителя, т.к. в момент отсутствия сигнала вся энергия источника питания идет на нагрев p-nперехода.

В зависимости от положения начальной рабочей точки на характеристике и амплитуды входного сигнала различают три основных режима работы усилительного каскада: А, В, C.

Количественно режимы усиления для синусоидального сигнала характеризуют углом отсечки - половиной той части периода, в течении которого через выходную цепь транзистора протекает ток.

Режим А

I_КI_К

Аi вых m

Uбэ iок t

Uоб  =

Ec

Рис. 11.5

Начальная точка А находится примерно в середине линейной части проходной характеристики , а амплитуда сигнала такова, что ток в цепи коллектора протекает в течение всего периода. Угол отсечки= 180.

Транзистор работает в активном режиме. Из-за большого тока покоя КПД в этом режиме меньше 50%.

.

В режиме А транзисторный усилитель работает почти без искажений. Этот режим обычно используется в каскадах предварительного усиления.

Режим В.

Начальная рабочая точка А лежит в начале проходной характеристики.

Iк i к

A

Uбэ

Uc  =

Ес

t

Рис. 11.6

Ток коллектора протекает лишь в течение положительного полупериода входного сигнала. В течение другого полупериода транзистор находится в режиме отсечки. Угол отсечки равен = 90°. КПД каскада в этом режиме значительно выше, чем для режима А, поскольку ток покоя мал (до 80%). Однако усиливается только один период. Для усиления сигнала в течение всего периода используют двухтактные схемы, когда одно плечо работает в положительный полупериод, а другой – в отрицательный. В режиме В работают каскады мощного усиления (используются комплементарные транзисторы).

Режим С.

В этом режиме начальная точка А располагается левее начальной точки проходной характеристики. Угол менее 90. В отсутствии сигнала ток через транзистор не протекает – элемент полностью “заперт”.

Iк i к

А

UобUбэ

 <

Рис. 11.7

При подаче сигнала коллекторный ток протекает в течение времени, меньшем положительного полупериода входного сигнала. КПД выше чем в режиме В. Используются в специальных мощных резонансных усилителях.

Режим D– ключевой режим (режим работы инвертора).

Для усилителей такой режим используется только для усиления прямоугольных сигналов.

11.2.3. ВЫБОР РАБОЧЕЙ ТОЧКИ

Положение начальной рабочей точки определяется полярностью и значением напряжения смещения на электродах транзистора. Существует две основные схемы, которые позволяют осуществить подачу смещения от источников питания. Такие схемы называются схемами смещения с фиксированным током или с фиксированным напряжением.

Схема смещения с фиксированным током

+Е_П

RбRк

Iоб Iок

Ес IоэUокRн Uвых

Uоб

Рис. 11.8

В данной схеме база соединена с “+” источника Еп через резистор RБ. В режиме покоя напряжение смещения на базеUОБ = ЕП -IОБRБ, где токIОБ определяют по входной статической характеристике транзистора, исходя из требуемого положения начальной рабочей точки, которая задаётся постоянными смещениямиUОБ иUОК (ЕП),UОК = ЕК -IОКRК.

- гасящее сопротивление

Для приближенных расчетов Uоб можно убрать, т.к.Uоб<< Еп, тогда.

Отсюда следует, что при установленных ЕпиRб, ток базыостанется тем же при замене транзистора или при изменении температуры.

Схема смещения с фиксированным напряжением на рис. 119.

+Е_П

R_к

I_ок

I_об

Е_с

U_об I_оэ U_ок U_вых

Рис. 11.9

Напряжение смещения создаётся делителем напряжения с резисторами и, через которые протекают токи делителяи. Из выраженийи=UОБ определяются сопротивления делителя:

и.

При расчетах схемы резисторы ивыбирают такими, чтобы токиипротекающие через них были в три – пять раз больше токаIОБ. В этом случае изменение тока базыIОБ не вызывает ощутимого изменения напряжения смещения базы.

всегда значительно больше.

11.2.4. СТАБИЛИЗАЦИЯ ПОЛОЖЕНИЯ РАБОЧЕЙ ТОЧКИ

Основные свойства усилительного каскада определяются положением начальной рабочей точки, которое задаёт ток покоя выходной цепи. Поэтому при изменении температуры , замене транзистора, положение начальной рабочей точки не должно изменяться. Если же активным элементом является биполярный транзистор, то изменение температурыили замена активного элемента могут повлиять на значение коэффициента усиления и значение теплового обратного тока. Для обеспечения стабильности усилительного каскада при увеличении температурыв режиме А, используют схемы стабилизации положения рабочей точки.

1. Эмиттерная стабилизация

+Е_п

Rк

IокIкбо

IобUок

ЕсU_вых

I_ОЕ

Рис. 11.10

Стабилизация осуществляется введением в схему последовательной отрицательной обратной связи (ООС) по постоянному току. Напряжение ОС снимается с резистора RЭ. Напряжение смещения, приложенное к эмиттерному переходу:, ().

С изменением температуры изменится ток покоя коллектора (за счет обратного тока в первую очередь) и, следовательно, ток покоя эмиттераIОЭ. При повышении температурырабочая точка на характеристике должна подняться вверх, но этого не произойдет, т.к. с увеличениемIОЭ увеличивается падение напряжения наRЭ и, следовательно, уменьшаетсяUБЭ, что уменьшает ток через эмиттер, т.е. начальная рабочая точка останется на месте.

Для исключения влияния отрицательной ОС по переменному току на коэффициент усиления, параллельно резистору RЭ включен конденсатор СЭ.При отсутствии СЭ переменная составляющая эмиттерного тока создаёт на резисторе падение напряженияUЭ =RЭ iЭ, что снижает усиливаемое напряжение, т.к.UБЭ =UВХ-RЭ iЭ, а следовательно и коэффициент усиления. Чтобы переменная составляющая на всех частотах усиливаемого напряжения не проходила через резистор, ёмкость конденсатора СЭ должна быть большой, при этом ёмкостное сопротивление.

2. Коллекторная стабилизация (для схем с фиксированным током)

Iоб+Iок +Еп

R_БRк

С₂ U_ВЫХ

Iоб

Е_С С₁

UобUок

Iоэ

Рис. 11.11

R_Б/2 R_Б/2

Рис. 11.12

В схеме реализована параллельная ООС ( резистор RБ).

, т.к.UОБ мало, тоRБ IОБ ЕП-RК(IОБ+IОК), откуда следует, что с повышением температуры и, следовательно, с увеличениемIОК уменьшаетсяRБIОБ, т.е. уменьшаетсяIОБ, а это вызывает уменьшениеIОК. Для исключения ООС по переменному сигналу резисторR_Б заменяют цепочкой изображенной на рис. 11.12.

11.3 ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ

Рис. 11.13

В эмиттерном повторителе транзистор включен по схеме с общим коллектором, т.к. учитывается, что коллектор соединен с общей шиной через малое внутреннее сопротивление источника питания по постоянному току и через по переменному.

Выходное напряжение снимается с , оно совпадает по фазе с . Эмиттерный повторитель – это усилитель, охваченный глубокой стопроцентной последовательной отрицательной обратной связью (ООС) по напряжению.

ООС – это подача части выходного напряжения на вход в противофазе, при этом к входной цепи будет приложено напряжение .

Положительная ОС используется в генераторах.

Величина, показывающая какая часть выходного напряжения подаётся на вход каскада, называемая коэффициентом передачи цепи ОС:

, при ООС.

При увеличении числового значения ОС становится более глубокой. Эмиттерный повторитель охвачен стопроцентной ООС, всё подаётся на вход каскада (через эмиттерный переходVT1),=1.

Принцип действия ООС в эмиттерном повторителе заключается в следующем. С повышением U_ВХ, повышается , повышается , транзистор более открывается, повышается инжекция, повышается , повышается падение напряжения на , повышается и, следовательно, понижается и транзистор прикрывается, т.е. за счет того, что через эмиттерный переход поступает на вход каскада, практически обеспечивается стабилизация (отслеживает все изменения ).

Коэффициент усиления эмиттерного повторителя (усилителя с ООС) определяется следующим образом:

где - коэффициент передачи по напряжению усилителя без ОС.

 = -1 ,,

т.е. эмиттерный повторитель не даёт усиления по напряжению.

Основные достоинства эмиттерного повторителя:

- высокое входное сопротивление:

,

- входное сопротивление каскада без ОС;

- низкое выходное сопротивление .

Это позволяет использовать эмиттерный повторитель как буферный каскад для согласования транзисторных устройств.

Кроме того, при малом значении шунтирующие действиенесущественно.

Эмиттерный повторитель обладает:

- меньшими частотными искажениями, т.к. АЧХ более равномерна; шире, а частотные искажения уменьшаются в 1-к раз;

- большим динамическим диапазоном при низком уровне нелинейных искажений.

Стопроцентная ООС обеспечивает высокую стабильность параметров эмиттерного повторителя.

Для повышения и повышениядо1 эмиттерный повторитель реализуют по сложным схемам, в которых(активное постоянное сопротивление) заменяют на нелинейное сопротивление. Эмиттерный повторитель с динамической нагрузкой представлен на рис.11.14. Иногда используют составной транзистор.R_{ВЫХ ЭП} =R_Э, когда транзистор закрыт и,R_{ВЫХ ЭП} =r_Э, когда транзистор находится в активном режиме.

Рис. 11.14

12. СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЕ РЕШЕНИЯ БАЗОВЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ИМС.

12.1.ОСНОВНЫЕ СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ БИПОЛЯРНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ИМС

1. ИНВЕРТОР

Инвертор – самый простой и широко используемый элемент в цифровых устройствах. Инвертор в установившемся режиме занимает одно из двух положений – либо полностью открытое, либо полностью закрытое. Поэтому их часто называют транзисторными ключами или вентилями.

Рис. 12.1

Анализ работы транзисторного ключа проводят по передаточной характеристике U_вых = f(U_вх).

Рис. 12.2

Активным элементом является биполярный транзистор. В запертом состоянии на входе должно быть напряжение, не превышающее напряжение отпирания n-p-n транзистора U_вх < 0,6 В, при этом условии VT1 полностью закрыт. Ток коллектора I_k¹ очень мал, практически равен нулю и напряжение на выходе ключа близко к напряжению питания

U_вых¹ ≈ E_п – напряжение логической единицы. Если положительное напряжение U_вх = U_вх¹ достаточно велико, транзистор VT1 открыт, через него протекает ток I_к⁰. Почти всё напряжение питания Е_п падает на коллекторном резисторе R_к, напряжение на выходе U_вых = U_вых⁰ ≈ 0 – логический ноль. U_вых = U_кн – напряжение насыщения на коллекторе ≈ 0,2 – 0,6 (В) т.е транзисторный ключ выполняет логическую операцию инверсии.

Рис. 12.3

Следует отметить, что изменение напряжения питания Е_пк практически полностью передаются напряжению U_вых¹ ~ Е_п. Это создаёт возможность появления помех и паразитных связей через цепи питания. Для устранения этих помех вводят конденсаторы развязки (фильтрации) по питанию. Открытое состояние логической схемы - «0» на выходе, закрытое – «1». Реальные ИМС имеют сложные инвертора. Быстродействие инвертора при переходе из закрытого состояния в открытое (из состояния «1» в «0») τ₃₁₀ определяется переходным процессом заряда барьерных ёмкостей эмиттерного и коллекторного переходов и накопления в базе инжектированных зарядов. Обратный переход с «0» на «1» (τ₃₀₁) определяется процессом рассасывания объёмного заряда в базе и переходом транзистора из режима насыщения в закрытое состояние.

Рис. 12.4

Время нарастания фронтов τ_ф и τ_сп определяется теми же процессами и ещё временем задержки начала работы инвертора, которое определяется входными цепями инвертора, а также временем нарастания управляющих входных напряжений U_вх.

2. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬ ТОКА

Одним из вариантов включения транзисторов в ИМС – включение двух транзисторов на общую эмиттерную нагрузку, так называемый дифференциальный каскад, работающий в ключевом режиме и выполняющий функцию переключателя тока. Общей эмиттерной нагрузкой является резистор R_э. Особенностью схем с эмиттерной нагрузкой является исключение перехода открытого транзистора в режим насыщения.

Рис. 12.5

Управляющий сигнал U_вх подаётся на базу первого транзистора VT1, на базу VT2 подаётся постоянное опорное напряжение Е₀, которое выбирается таким образом, чтобы напряжение на эмиттерах U_э = Е₀ - U_отк, обеспечивало заданную величину эмиттерного тока I_э = (E₀ - U_отк)/R_э, где U_отк – напряжение эмиттер-база открытого транзистора (U_отк ≈ 0,6). Ток I_э, практически не изменяющийся, протекает только через один из транзисторов, который в данный момент открыт.

Условием невозникновения насыщения в открытом транзисторе является условие U_кб ≥ 0, или U_кб ≈ 0, т.е. условием ненасыщенного режима является выполнение равенства U_вх¹ = Е_п - I_к1R_к1, а напряжение на открытом транзисторе U_кэ = U_отк ≈ 0,6 (В).

При подаче на вход логической единицы U_вх¹ > 0,6 (В) VT1 открывается, через него протекает ток I_к1, в этом случае возрастают I_э и U_э, U_эб на VT2 уменьшается и VT2 запирается. Этот процесс переключения происходит мгновенно, т.к. переход транзистора из закрытого состояния в открытое и наоборот требует изменения управляющего напряжения не более чем на 0,1 (В). VT2 переходит в закрытое состояние на выходе U_вых2 – высокий потенциал – «логическая единица» (Uвых ≈ Е_п), на выходе – «логический ноль» (U_вых¹ = U_кэ+U_э). Напряжение открытого транзистора – U_отк ≈ 0,6 (В). U_э ≈ 0,1 – 0,2 (В). U_вых⁰ ≈ 0,7 - 0,8 (В). После окончания действия U_вх¹, VT1 закрывается, ток через него убывает, I_э и, U_э уменьшаются, U_эб на VT2 возрастает и VT2 открывается за счёт разности Е₀ - U_э ≥ 0,6 В.

Быстродействие переключателя тока определяет процесс заряда и разряда входной ёмкости VT1. Переходной процесс в VT2 определяется перезарядом ёмкости коллектора через R_к.

Поскольку схема рассчитывается так, чтобы при любых U_вх насыщение не наступало, процесс накопления заряда в транзисторах и их рассасывание практически отсутствует. Это повышает быстродействие переключателя до 0,5-1 нс.

12.2. СХЕМОТЕХНИКА МДП И КМДП ИМС

12.2.1. МДП-КЛЮЧИ

В схеме инвертора на МДП-транзисторе в качестве нагрузки используется не резистор (не рационально, т.к. сопротивление должно быть ~ 100 кОм – это большая площадь), а МДП-транзистор. Т.е. схема инвертора состоит из двух МДП-транзисторов: активного и нагрузочного.

Рис. 12.6

При подаче управляющего входного напряжения U_вх¹ (логическая единица) на затвор VT1 он полностью открывается. Остаточное напряжение на активном транзисторе VT1 U_ост невелико и практически всё напряжение источника Е_п приложено к верхнему нагрузочному транзистору VT2, на затвор которого всегда подаётся открывающее напряжение. VT2 находится в режиме насыщения при открытом VT1. На выходе U_вых ≈ U_ост – логический ноль.

Когда на вход подано низкое напряжение U_вх⁰, VT1 закрыт и к нему приложено практически всё напряжение питания U_вых ≈ Е_п.

12.2.2. МДП-КЛЮЧИ НА КОМПЛЕМЕНТАРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Рис. 12.7

В данном инверторе оба транзистора активные. Р-канальный и n-канальный управляются входным сигналом U_вх. При подаче логической единицы U_вх¹ нижний n-канальный VT1 открывается, верхний р-канальный VT2 заперт и выходное напряжение U_вых = U_ост практически равно нулю, т.к. ток VT2 в закрытом состоянии составит ~ 10^-9 (А), схема практически не потребляет тока от источника.

В случае подачи логического нуля U_вх⁰ VT1 закрыт, VT2 отпирается, через него протекает ток нагрузки и ток утечки запертого VT1. U_вых = U_вых¹. Т.к. ток утечки запертого VT1 незначителен также как и ток нагрузки (нагрузка – МДП-транзистора), то в запертом режиме комплементарный ключ также практически не потребляет ток, т.е. U_вых = E_п.

Важное достоинство комплементарных схем – способность устойчиво работать при изменении Е_п, т.к. режим насыщения практически не зависит от напряжения стока U_с.

Быстродействие МДП-инверторов определяется переходным процессом перезаряда паразитных ёмкостей схемы (C_н условно).

Быстродействие комплементарных ключей при работе на активную нагрузку ниже простых МДП-ключей. А при работе на ёмкостную нагрузку выше, т.к. заряд С_н и затем её разряд происходит через открытый транзистор током насыщения, и длительность заряда и разряда составляет ~ 50нс. Для обычных МДП-ключей время переключения 70-100 нс при работе на ёмкостную нагрузку.

12.3.СХЕМОТЕХНИКА ЛОГИЧЕСКИХ ЭЛЕМЕНТОВ ТТЛ

Транзисторно-транзисторная логика (ТТЛ) – дальнейшее развитие ДТЛ, где вместо входных диодов используются многоэмиттерные транзисторы (МТ).

Схема ТТЛ с простым инвертором.

Рис. 12.8

Если на все входы (х₁, х₂, х₃) поданы логические единицы, то эмиттерные переходы будут смещены в обратном направлении, а коллекторный переход – в прямом (инверсный режим работы МТ). В этом режиме током I₁ в цепи +Е_п-R₁-база VT1 транзистор открывается и переходит в режим насыщения (ток для этого достаточный). На выходе инвертора VT1 низкий потенциал U⁰ = U_{нас VT1} ≈ 0,6 (В).

При подаче хотя бы на один вход логического нуля (например, на вход х₁), первый эмиттерный переход смещается в прямом направлении. Ток протекает в цепи +Е_п-R₁-переход Б-Э₁-Х₁, коллекторный переход МТ смещается в обратном направлении, ток I₁ падает и изменяет своё направление и транзистор VT1 закрывается, на его коллекторе напряжение примерно равно +Е_п и следовательно, на выходе у - высокий потенциал U¹.

Для повышения помехоустойчивости и нагрузочной способности ТТЛ-схемы обычно используют со сложным инвертором.

Схема с простым инвертором используется только в схемах с открытым коллектором для подключения элементов индикации (реле и т.д.) и для реализации монтажной логики (нагрузка, общая для всех элементов).

Рис. 12.9

Использование сложного инвертора повысило быстродействие схем за счёт работы активных транзисторов не в насыщенном состоянии.

Рис. 12.10

VD1…VD3 – демпферные диоды, защищают многоэмиттерный транзистор VT1 от отрицательных всплесков напряжения.

VT1 – многоэмиттерный транзистор, реализующий логическую функцию ЗИ.

VT2 – фазоинвертор, обеспечивает открытое состояние VT4 или VT5.

VT3,R3 иR4 – корректирующая цепь – обеспечивает температурную стабилизацию работыVТ5. Цепь представляет собой сопротивление, уменьшающееся с увеличением температуры. Выходной каскадVT4 иVT5; в установившемся режиме один открыт, другой закрыт, причем фазоинвертор обеспечивает ненасыщенный режим работыVT4 иVT5, что обеспечивает время переключения ТТЛ элементов ~68 нс.VD5 – смещение на эмиттереVT4.

12.3.1. ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА С ДИОДАМИ ШОТТКИ (ТТЛШ)

Высокое быстродействие удается получить на ТТЛ схемах, если в них ввести диоды Шоттки, т.е. использовать в качестве транзисторов – транзисторы с барьером Шоттки. Это позволяет увеличить быстродействие до ~ 35 нс.

Рис. 12.11

В схему добавлены VT3 иR5 - эмиттерный повторитель (усилитель тока), что позволяет получать больший ток для управленияVT5.

12.3.2. ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ ТТЛ ИМС

Логические элементы (ЛЭ), выполняющие функции «ИЛИ» (2И – ИЛИ – НЕ).

Рис. 12.12

В настоящее время широко используются логические элементы со стробированием и с тремя состояниями.

В ЛЭ со стробированием имеется дополнительный вход, который управляет состоянием многоэмиттерных транзисторов. Например: 155ЛЕЗ.

Рис. 12.13

ЛЭ с тремя состояниями могут иметь на выходе кроме «0» и «1» , еще и запертое состояние, при котором выходные транзисторы закрыты управляющим сигналом. Выходное сопротивление закрытых транзисторов велико, и ЛЭ практически полностью отключен от нагрузки. Такое состояние еще называют высокоимпедансным. На рис. 12.14 приведен инвертор ТТЛШ-структуры.

Рис. 12.14

ЛЭ переходит в третье состояние при наличии на управляющем входе VZсигнала логическая «1», когдаVT1 открыт и шунтирует входы транзисторовVT2 иVT4 на общую шину. В результате все транзисторы закрыты кромеVT1 и в выходной цепи протекают остаточные токи (обратные) транзистора.

Такие элементы можно подключать к одной нагрузке и управляющим сигналом включать только один элемент в каждый момент времени. ЛЭ с тремя состояниями по выходу обозначается символом Z, а функционально.

12.3.3. ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ НА МДП-ТРАНЗИСТОРАХ

Основное преимущество логических элементов на МДП (МОП) транзисторах малая потребляемая мощность по входу, простота техпроцесса изготовления, значительно выше степень интеграции. Основной недостаток – большое влияние емкости нагрузки и напряжения питания на потребляемую мощность и временные параметры (t_ф,t_сп,t_зд), что описывается выражением:

P_пот 0,5 С_нU²_питf.

Наиболее распространенные отечественные ИМС на КМДП транзисторах (176, 561, 564) имеют частотный диапазон 25 МГц. Нагрузочная способность - 20; Р_пот- 1 мкВт. Более свежие разработки 1561, 1564 и 1554 имеют параметры по частоте соизмеримые и даже выше чем ИМС на биполярных транзисторах. Потребляемая мощность – 0,020,1 мкВт на вентиль. Нагрузочная способность- 50. Предельная частота К1554 - до 100 МГц, 1594 - 125 МГц – высококачественная КМОП (HCMOS).

Логические элементы на однотипных МДП-транзисторах. На рисунке приведены примеры ЛЭ с динамической нагрузкой.

Рис. 12.15

Предпочтение n-канальной, выше быстродействие и положительное питание.

Более технологичной является логика на комплементарных МДП-транзисторах – КМОП (КМДП). КМДП ключ по площади занимают место одного МДП-транзистора за счет объединения отдельных областей).

Рис. 12.16

Для защиты МДП-транзисторов от статического напряжения используют дополнительные защитные элементы. Постоянная времени этих элементов около 10 нсек, поэтому их влияние на динамические характеристики ничтожно.

Рис. 12.17

При попадании на вход статического напряжения любой полярности соответствующие диоды отпираются и закорачивают источник заряда либо на +Еп, либо на общую шину. Резистор R1 вместе с барьерными емкостями диодов VD2 и VD3 образует интегрирующую цепь, тем самым уменьшая скорость увеличения напряжения на затворе до значения, при котором диоды VD1 и VD2 успевают открыться.

В ряде ЛЭ КМОП-структуры для увеличения крутизны передаточной характеристики и повышения нагрузочной способности к выходу инвертора ЛЭ подключают один или несколько дополнительных инверторов с мощными транзисторами (VT3, VT4).

Рис. 12.18

За счет этого уменьшается в 1,5 раза сопротивление каналов открытых транзисторов.

В ЛЭ КМОП-структуры просто реализуются элементы с тремя состояниями. Для этого последовательно с транзисторами инвертора включают два комплементарных транзистора, управляемых инверсными сигналами (VT1, VT4).

Рис. 12.19

Если при подаче сигналов Ez и транзисторыVT1 и VT4 закрыты, то выходное сопротивление инвертора имеет большое значение (инвертор находится в высокоимпендансном состоянии).

13. АНАЛОГОВЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ

13.1. ОСНОВНЫЕ ФУНКЦИИ АНАЛОГОВЫХ ИМС

Аналоговые ИМС предназначены для преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону непрерывной функции, причем выходная информация таких ИМС часто сходна по форме с входным сигналом.

Каждый тип аналоговых ИМС выполняет определенную функцию преобразования входного сигнала, в зависимости от которой ИМС подразделяются:

1) Многоцелевые операционные усилители (ОУ) – наиболее распространенные элементы аналоговых ИМС, осуществляют функции усиления и выполняют роль базовых универсальных элементов для построения различных аналоговых схем.

2) Компараторы напряжения – реализуют функцию сравнения с эталоном и предназначены для преобразования пороговых сигналов в цифровую форму (основа компараторов – ОУ).

3) Ограничители – реализуют функцию ограничения и предназначены для изменения формы сигнала (на ОУ).

4) Перемножители - реализуют функцию умножения двух аналоговых сигналов.

5) Фильтры – выполняют функции частотной селекции (фильтрации) (активные фильтры на ОУ).

6) Стабилизаторы напряжения – стабилизация опорных напряжений или напряжений питания.

7) Аналогово-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи (АЦП и ЦАП) – реализуют преобразования аналоговых сигналов в цифровые коды и наоборот.

8) Аналоговые коммутаторы – предназначены для распределения во времени информации, поступающей на обработку от нескольких источников.

К аналоговым ИМС относятся также ряд схем формирования, преобразования, генерирования, таймеры и т.д.

В отличие от цифровых ИМС, аналоговые не характеризуются единой группой параметров для всех типов.

Основные параметры ОУ: коэффициент усиления, крутизна характеристики, частотный диапазон; АЦП: разрядность, быстродействие, динамический диапазон и т.д.

13.1.1. СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЕ РЕШЕНИЯ АНАЛОГОВЫХ ИМС

Схемотехника аналоговых ИМС характеризуется двумя принципами:

- взаимного согласования структур – т.е. пропорциональность и равенство значений электрических параметров отдельных элементов в широком интервале эксплуатационных воздействий, это достигается конструктивно-технологическим исполнением,

- схемотехнической избыточностью, заключающейся в усложнении схемотехники аналоговых ИМС для улучшения их качества и надежности (вместо резисторов транзисторы – надежнее и стабильнее при изменении Т⁰С).

13.1.2. ОСНОВНЫЕ КАСКАДЫ АНАЛОГОВЫХ ИМС

1) Дифференциальный усилитель – основной входной каскад операционных усилителей.

Важнейшее требование, которое должно выполняться в схеме дифференциального усилителя – идентичность параметров элементов, входящих в противоположные плечи. Небольшие различия характеристик транзисторов и резисторов после усиления приводят к значительному дрейфу нуля на выходе (т.е. U_вх = 0 , а U_вых  0).

Дифференциальный усилитель (ДУ) – симметричная структура из двух транзисторов VT1 и VT2 и резисторов R_k¹, R_k² и общего резистора R_э.

Входное напряжение ДУ U_вх = U_б1 - U_б2, выходное U_вх = U_к1 - U_к2. Через общее сопротивление эмиттерной нагрузки должен протекать стабильный ток I₀, независящий от состояния плеч.

Рис. 13.1

Схема подобна переключателю тока, однако разница между ними состоит в том, что транзисторы в переключателе работают в ключевом режиме, т.е. либо открыты либо закрыты, а в ДУ оба транзистора открыты и при U_б1 = U_б2 = 0 , в силу симметрии плеч находятся практически в одинаковом положении, через каждый протекает половина стабильного тока I_k1⁰ = I_k2⁰ = I₀/2, выходное напряжение U_вых= I_к1R_к1 -I_к2R_к2 образуется небольшими приращениями токов плеч.

На ДУ могут поступать два вида входных воздействий.

Первый – сигналы на обоих входах изменяются на одну и ту же величину, такое изменение входного сигнала называется синфазным. Под действием синфазного сигнала изменяются на одну и ту же величину (увеличиваются или уменьшаются) коллекторные токи транзисторов и, следовательно, разностный сигнал на выходе будет равен нулю.

Второй – на входах действуют сигналы, величины которых изменяются в разных направлениях, такое изменение называют дифференциальным сигналом. В этом случае токи транзисторов изменяются по-разному: у одного увеличивается, у другого уменьшаются, т.е. коллекторные токи изменяются на I_k1 = -I_k2 (т.к. I_э -const), что вызывает появление на выходе усилителя разностного сигнала. Коэффициент усиления дифференциального сигнала определяется выражением:

.

Для реальных ДУ из-за неидеальности отдельных элементов синфазный сигнал также вызывает появление какого-то (малого) разностного выходного сигнала, для оценки качества ДУ используется коэффициент усиления синфазного сигнала. Синфазный сигнал определяется выражением: , коэффициент усиления синфазного сигнала:

.

Коэффициенты К_диф и К_сф определяются следующими выражениями:

, ,

где r_э – сопротивление эмиттерной области транзистора, R_э – внутреннее сопротивление источника стабильного тока.

Мерой оценки качества ДУ является коэффициент подавления синфазного сигнала – отношение К_диф и К_сф :

(составляет 10³-10⁵) в [дб]-60100.

Для идеального случая К_сф= U_вых/U_сф= 0, т.к. U_вых= 0 и следовательно К_п. В реальных ДУ К_п определяется отношением . Для увеличенияК_п можно увеличить R_э, но это экономически невыгодно (лишнее падение напряжения, мощность выделяется зря).

Для более эффективного подавления синфазного сигнала вместо резистора используют источник стабильного тока (генератор тока).

Переходная характеристика ДУ симметрична. В реальных ДУ при U_б1 = U_б2 = 0 U_вых отличается от нуля на некоторое значение U_вых. Для установления значения U_вых= 0 ко входу необходимо приложить некоторое смещение U_см – напряжение смещения нуля (справочное).

Рис. 13.2

2) Генераторы тока.

В качестве источника тока используется транзистор VT₁, работающий в насыщенном режиме. В цепь базы VT₁ включен транзистор VT₂ (в диодном включении), который компенсирует температурные изменения стабильного тока I₀.

Рис. 13.3

При повышении температуры увеличивается I₀, а прямое падение на VT2 уменьшается и уменьшается напряжение на базе VT1, следовательно, уменьшиться I₀.

В цепи смещения VT2, R₀ и R₂ протекает ток I₁, который создает на VT2 в диодном включении падение U_бэ2, а на резисторе R₂ – падение I₁R₂.

Если не учитывать ток I_б2, т.к. он значительно меньше I₁ , можно записать соотношение U_эб2 + I₁R₂  U_бэ1 + I₀R₁.

Т.к. транзисторы однотипные, то можно записать U_эб2  U_бэ1, тогда , т.е. стабильность токаI₀ определяется стабильностью тока I₁и стабильностью отношения. Параметры нагрузки практически никак не влияют на величинуI₀. Изменяя ток I₁ можно изменять стабильный ток I₀.

3) Выходные каскады аналоговых ИМС.

Электрические схемы аналоговых ИМС обычно реализуются на маломощных элементах для снижения потребляемой мощности, но это в свою очередь снижает нагрузочную способность ИМС. Для устранения этого недостатка на выходе аналоговых ИМС включаются специальные каскады, обеспечивающие необходимую нагрузочную способность.

Самым простейшим выходным каскадом аналоговых ИМС является эмиттерный повторитель.

Рис. 13.4

В открытом состоянии выходное сопротивление эмиттерного повторителя равно сопротивлению эмиттерной области VT1 r_э.

Когда транзистор закрыт выходное сопротивление равно R_э. Для управления сопротивлением эмиттерной нагрузкой VT1 вместо R_э обычно включают транзистор p-n-p типа (VT2).

Рис. 13.5

Такой двухтактный каскад (два эмиттерных повторителя) имеет более высокий КПД, т.к. работает с попеременным выключением VT1 и VT2. Так как U_отк VT1  + 0,6, а U_отк VT2  - 0,6, то в интервале -0,6 < U_вх<+0,6 оба транзистора находятся в закрытом состоянии. Это вызывает значительные нелинейные искажения.

Для устранения искажений сигналы на VT1 и VT2 подают с «подставкой» по напряжению. Для этого обычно используются диоды.

Рис. 13.6

Цепь VD1, VD2 и R₁ обеспечивает смещения на базах VT1 и VT2 и устраняет искажения. R₂ обеспечивает защиту выходного транзистора VT1 от короткого замыкания выхода на землю или –E_п.

Часто используют двухтактную схему на двух n-p-n транзисторах.

Рис. 13.7

На транзисторе VT₁ выполнен фазоинвертор, который обеспечивает подачу противофазных сигналов на выходные транзисторы VT₂ и VT₃.

13.2. ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Операционный усилитель (ОУ) – двухвходовый усилитель постоянного тока с дифференциальным входным каскадом, с высоким коэффициентом усиления до 10⁶, высоким входным (≥10 кОм) и малым выходным (≤10 Ом) сопротивлениями, широкой полосой пропускания (f ≈ 10 ÷ 100мГц), малым дрейфом нуля, высоким коэффициентом подавления синфазных сигналов, использующий глубинные отрицательные связи. ОУ – высококачественный универсальный усилитель.

Амплитудная характеристика Условное обозначение ОУ

Рис. 13.8

Вход (+) – неинвертирующий, так как сигналы на этом входе и на выходе имеют одинаковую полярность.

Выход (–) – инвертирующий, выходной сигнал и сигнал на этом входе имеют противоположную полярность.

1. Инвертирующий усилитель.

Рис. 13.9

Токи через R1 и R2 соответственно равны и, а их сумма равна 0 (по закону Кирхгофа), т.е.и коэффициент усиления. Потенциал точки А практически равен потенциалу земли, т.к. разность напряжений между входами ОУ близка к нулю. Инвертирующий вход в данной схеме аналогичен точке нулевого потенциала, точке виртуальной массы, точке квазиноля.

2. Неинвертирующий усилитель.

Рис. 13.10

, U_{ВХ ≈} U_Х

На базе ОУ легко реализуется эмиттерный повторитель.

Рис. 13.11

ОУ является базовым элементом для реализации широкого набора аналоговых устройств. Питание ОУ осуществляется от двухполярного источника питания. Этим обеспечивается нулевой сигнал на выходе в отсутствие входного сигнала и возможность получить выходной сигнал разной полярности.

Использование ОС позволяет осуществить математические

Рис. 13.12

операции над сигналами (умножение, интегрирование, и т. д.). Отсюда и название – операционный усилитель.

Упрощенная схема ОУ имеет вид.

Два дифференциальных каскада VT1, VT2 и VT3, VT4 – предварительное усиление, предварительный выходной каскад VT5 и мощный выходной каскад VT6 и VT7. VD1 и VD2 – смещение и температурная стабилизация.

3. Схемы включения ОУ.

Схема включения ОУ в режиме разностного усилителя.

Рис. 13.13

U_вых = N(U_ВХ1 – U_ВХ2)

U_вых = K_ИU_ВХ1 – К_НИU_ВХ2

Основная особенность К_И = К_НИ, это достигается введением делителя R1'и R2' (подбором).

; ; если R1= R1' и R2 = R2' , то.

Недостатком такого включения являются разные входные сопротивления R_{ВХ И} = R1; R_{ВХ НИ} = R1' + R2'.

Схема интегратора на ОУ приведена на рис. 13.4. Т.к. в точке А U=0, то ток через резистор R. Он заряжает конденсатор С, напряжение на котором является выходным.

Рис. 13.14

Схема дифференциатора на ОУ приведена на рис. 13.5. Напряжение на конденсаторе С равно напряжению на входе. Ток протекающий через R равен С dUвх(t)/dt, а падение напряжения на нем равно выходному напряжению.

Рис. 13.15

14. ВТОРИЧНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ

Для работы любой радиоаппаратуры требуется источник питания с заданными параметрами. Основными параметрами являются:

- напряжение, которое характеризуется номинальным значением, отклонениями от номинального и величиной пульсаций,

• ток, который характеризуется номинальной величиной и максимально допустимым значением,

• мощность и КПД.

Источники питания радиоаппаратуры не производят энергию, а всего лишь преобразуют ее форму, поэтому их называют вторичными.

Основные функции выполняемые источниками питания:

- изменение амплитуды переменного напряжения входным трансформатором (при этом обеспечивается гальваническая развязка от силовых сетей),

• преобразование переменного напряжения в постоянное (выпрямление и фильтрация),

• поддержание постоянной величины питающего напряжения при изменении входного напряжения, величины нагрузки, температуры (стабилизация выходного напряжения),

• защита схемы источника и потребителя при аварийных изменениях параметров напряжения и тока.

Обобщенная схема источника питания представлена на рис. 14.1.

Рис. 14.1

Основной недостаток таких схем большие габариты трансформатора при больших мощностях.

Радикальным решением уменьшения габаритов трансформатора является использование промежуточного преобразования частоты, сетевого напряжения, что приводит к уменьше­нию числа витков и габаритов трансформатора почти пропорционально увеличению рабочей частоты.

В этом случае схема источника имеет вид рис. 14.2.

Рис. 14.2

Дальнейшим совершенствованием источников питания было повышение КПД. Классические стабилизаторы напряжения реализуются на схемах, в которых транзисторы работают в активном режиме, поэтому на них теряется большая мощность. Современные стабилизато­ры используют ключевые регулирующие элементы, на основе которых реализуются импульсные источники питания.

14.1. ЭЛЕМЕНТЫ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ

14.1.1. ТРАНСФОРМАТОР

Трансформатор обеспечивает гальваническую развязку, увеличение или уменьшение ам­плитуды выходного переменного напряжения.

14.1.2. ВЫПРЯМИТЕЛЬ И ФИЛЬТР

Основное назначение выпрямителя и фильтра - формирование на нагрузке однополярного напряжения с минимальной амплитудой пульсаций.

Рис. 14.3

При положительной полуволне диод открыт, емкость С_ф заряжается. При отрицательной полуволне, диод закрыт, емкость С_Ф разряжается через R_H. При этом U_вых уменьшается по экспоненте до начала положительной полуволны

Уменьшение U_ВЫХ в момент отрицательной полуволны на называют пульсацией. Иногда напряжение пульсаций характеризуют коэффициентом пульсаций (упрощенная формула):

В качественных источниках. Это возможно, если , т.е. увеличивая частоту переменного напряжения можно значительно уменьшить. Вдвухполупериодных выпрямителях частота увеличивается в два раза, что значительно снижает .

14.1.3. СХЕМЫ СГЛАЖИВАЮЩИХ ФИЛЬТРОВ

Рис. 14.4

Коэффициент пульсации:

Рис. 14.5

Из выражения коэффициента пульсации следует, что к уменьшается значительно при увеличении частоты входного напряжения.

Часто используются фильтры с активными элементами.

Рис. 14.6

Емкость C₁ - инерционна, поэтому транзистор не отслеживает моментально все изменения U_BX.

14.1.4. СТАБИЛИЗАТОРЫ

Простейший параметрический стабилизатор:

Uвых = Uст , применяются в слаботочных источниках.

Рис. 14.7

Для увеличения тока в нагрузке используется эмиттерный повторитель:

Uвых = Uст + UэбVT1

Рис. 14.8

Ток стабилитрона уменьшается в 1+β раз, а выходной ток увеличивается в 1+β раз.

Недостатки параметрических стабилизаторов: нерегулируемое выходное на­пряжение.

14.2. КОМПЕНСАЦИОННЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ

Рис. 14.9

U_вых = U_стVD1 + U_бэVT2 + U_a

Схема включает:

• источник опорного напряжения VD1, R_{ст ,}

• регулирующий транзистор (маломощный) VT2,

• регулируемый транзистор (большей мощности) VT1,

• делитель напряжения для подстройки U_вых в ограниченных пределах.

Напряжение на эмиттере VT2 постоянно (стабилитрон). Делитель R₂-R₄ создает на базе VT2 определенное напряжение. VT2 в активном режиме. U_KVT2 = U_БVT1 − VT1 также в активном режиме. R₁ - начальное смещение на базе VT1.

При изменении J_H, например увеличении J_H, уменьшаются J_дел и U _БVT2, VT2 прикрывается, уменьшается падание напряжения на R₁, U _БVT1 становится более положительным, VT1 больше открывается, его внутреннее сопротивление уменьшается и компенсируется рост J_H.

При изменении U_BX (например, увеличение U_BX), должно увеличиваться U_BЫX, это приводит к увеличению J_дел и U_БVT2, VT2 более открывается, увеличивается J_KVT2, увеличивается падение напряжения на R₁, U_БVT1 уменьшается, VT1 прикрывается, его внутреннее сопротивление увеличивается, на нем увеличивается падение на­пряжения и компенсируется увеличение U_вх, U_вых = const.

Делитель R₂-R₄ позволяет подстраивать U_вых при изменении параметров транзисторов (замена) и температуры.

Чем выше коэффициент усиления VT2, тем более чувствительна схема. Ино­гда для увеличения чувствительности используется дифференцирующий каскад, который выполняет роль разностного усилителя.

Рис. 14.10

Вместо дифференцирующего каскада на дискретных элементах эффективнее использовать ОУ (k_U >> k_{U диф.каскада}).

Рис. 14.11

Для увеличения J_h в компенсационных стабилизаторах используют либо мощные транзисторы, либо составные. Но необходимо обеспечить условие, при котором J_К управляющего транзистора должен быть больше J_б управляемого транзистора.

Для ОУ должно выполняться условие J_выхОУ > J_Б управляемого транзистора.

На основе последней схемы разработана и выпускается целая серия интегральных компенсационных стабилизаторов 142ЕН1, 2, 5, 8, ...

Кроме ОУ и выходных транзисторов эти схемы включают цепи защиты от ко­роткого замыкания и перенапряжения. Отличаются U_CT и мощность.

Основной недостаток компенсационных стабилизаторов - низкий КПД (30-40%). Управляемый выходной транзистор работает в активном режиме (наиболее чувствительном), поэтому его внутренне сопротивление велико, на нем и происходят потери энергии.

14.3. ИМПУЛЬСНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ

В импульсных стабилизаторах регулируемый выходной транзистор работает не в линейном активном режиме, а в ключевом (отсечка-насыщение). В этом случае внутреннее сопротивление выходного транзистора уменьшается в десятки раз, следовательно, уменьшается мощность рассеиваемая на нем.

Импульсный стабилизатор требует специальной схемы управления. Чаще всего используется управляющие схемы с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ). Импульсная последовательность с периодом Т, но длительность импульсов меняется от периода к периоду по закону, который определяется параметрами нагрузки J_h и U_BX.

Рис. 14.12

При высоком уровне сигнала Uy()VT1 закрыт, напряжение на дросселе L_ф U_L=U_вых - U_VD1, ток L_Ф линейно уменьшается.

При низком уровне сигнала Uy(Т-)VT1 насыщен, напряжение на дросселе L_Ф U_L=U_вх - U_вых, ток L_Ф линейно возрастает.

Рис. 14.13

При увеличении тока

При уменьшении тока , тогда

Т.к. ток нагрузки равен току черезL_Ф, то можно преобразовав получить следующее выражение:

Из этого выражения, зная величины напряжений и сопротивление нагрузки, выбрав период управляющих импульсов можно определить величину дросселя L_Ф. Схема управления (ШИМ) основана на использовании ЛИН и компаратора.

Рис.

Рис. 14.14

В зависимости от изменения увеличения или уменьшения выходной транзистор находится дольше либо в отсечке, либо в насыщении.

14.4. ЗАЩИТА ВТОРИЧНЫХ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ

14.4.1.ЗАЩИТА ОТ ПЕРЕГРУЗКИ ПО ТОКУ

В случае короткого замыкания по цепям нагрузки, для предотвращения разрушения схемы стабилизатора, необходимо ограничить максимальный ток источника.

Типовая схема защиты имеет дополнительный транзистор, включенный последовательно с нагрузкой.

Рис. 14.15

VT1 - транзистор, регулирующий ток в нагрузке.

Если J_Н < J_доп, то падение напряжения на R₁ мало и VT1 находится в насыщенном состоянии. Рабочая точка задана R₂. При увеличении тока нагрузки увеличивается падение напряжения на R₁ и при некотором значении U_R1 транзистор начинает закрываться и переходит в активный режим (внутреннее сопротивление увеличивается) и ограничивается ток нагрузки. Диод VD1 предотвращает разрушение транзистора VT1 при увеличении температуры (через него протекает часть базового тока, который резко увеличивается с увеличением температуры).

14.4.2. ЗАЩИТА ОТ ПЕРЕНАПРЯЖЕНИЯ (УПРОЩЕННАЯ СХЕМА)

Значительное увеличение U_вых источника может быть скомпенсировано включением в выходную цепь тиристора.

Рис. 14.16

Цепь VD1, R1, Сф₂ обеспечивают заданное управляющее напряжение на тиристоре VD2. При номинальном U_вых управляющее напряжение тиристора меньше его порогового, он выключен.

Если U_вых увеличится и превысит допустимые пределы, тиристор открывается и выходной ток стабилизатора замыкается через него. U_вых резко уменьшается. Далее срабатывает схема защиты от перегрузки по току.

15. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Основное назначение преобразователя получение из постоянного напряжения U₁ постоянного напряжения U₂, причем U₂ > U₁.

15.1. ТРАНЗИСТОРНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ

Рис. 15.1

Преобразователь – автогенератор на двух транзисторах включенных по схеме с ОЭ совместно с трансформатором, обмотки которого обеспечивают положительную обратную связь.

Автогенератор реализован по схеме блокинг–генератора. К источнику постоянного напряжения Е_П подключен делитель R1, R2, который создает отрицательное смещение на базах транзисторов, что позволяет запуск преобразователя. Разброс параметров VT1 и VT2 обеспечивает некоторое различие между токами I_К1 I_К2 в момент подачи Е_П, что в свою очередь приводит к возникновению магнитного потока в коллекторных обмотках. Наличие базовых обмоток обеспечивает положительную обратную связь (ПОС), которая сводится к тому, что наводимая ЭДС в обмотках (базовых) транзистора способствует отпиранию транзистора с большим током и запиранию транзистора с меньшим током. Этот процесс происходит лавинообразно и завершается насыщением одного транзистора (VT1) и запиранием второго (VT2). VT1 будет открыт до тех пор, пока в обмотке наводится ЭДС, т.е. пока изменяется коллекторный ток I_К1. Когда VT1 переходит в режим насыщения (I_К2 достигает значения насыщения), скорость изменения магнитного потока станет равной нулю, что проведет к уменьшению I_К1, что в свою очередь формирует ЭДС в обмотках трансформатора обратной полярности. За счет ПОС происходит запирание VT1 и отпирание VT2. В дальнейшем процесс перехода повторяется. VT1 и VT2 работают в ключевом режиме. Во вторичной обмотке трансформатора формируется ЭДС, которая создает на обмотке переменное напряжение заданной амплитуды.

15.2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ НА ИМС

Структурная схема данного преобразователя представлена

на рис. 15.2.

Рис. 15.2

Генератор вырабатывает импульсную последовательность с частотой до сотен Гц, тем самым значительно (в несколько раз) уменьшаются габариты и мощность трансформатора. Трансформатор повышает амплитуду переменного сигнала. Далее идет стандартное формирование постоянного напряжения. Принципиальная схема преобразователя на ИМС представлена на рис. 15.3 а).

а)

б)

Рис. 15.3

Особое внимание в таких схемах уделяется исключению сквозных токов в первичной обмотке трансформатора.

16. ЭЛЕКТРОННЫЕ ИНДИКАТОРЫ, СВОЙСТВА, ХАРАКТЕРИСТИКИ И СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ

Развитие систем программного управления, вычислительной техники, контрольно–измерительной аппаратуры привело к созданию широкой номенклатуры приборов воспроизводящих информацию в удобной для зрительного восприятия форме.

Наибольшее распространение получили электронные индикаторы, которые представляют класс приборов, предназначенный для преобразования электронных сигналов в видимые. В основе принципов действия электронных индикаторов лежат различные физические явления – электролюминесценция; светоизлучающие процессы в полупроводниковых; оптические эффекты в жидких кристаллах.