ПЕРЕВОД

2.6. Польові MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistur) транзистори [13, 18] У польових або уніполярних транзисторах зміна провідності провідного каналу здійснюється з допомогою електричного поля, перпендикулярного направленням струму. Електроди, підключені до провідного каналу, називаются стоком (Drain) і витоком (Source), а керуючий злектрод називаєтся затвором (Gate). Напруга управління, яке створює поле в каналі, підключається між затворм і витоком. У силовbх транзисторах MOSFET використовуються конструктивно изольований від провідного каналу затвор. Пристрій транзистора показано на рис. 2.17 а. Графічне представлення транзистора на схемі показано на рис. 2.17 б. РИС. 2.17. Пристрій (а) і графічне представлення (б) MOSFET-транзистора

Аналогічно біполярному транзистору польовий транзистор має дві області работи: область лінійного режиму і область насичення (область малого опору стік-витік). У цих режимах MOSFET-транзистор веде себе аналогічно біполярному транзистору. Вхідна і вихідні вольт-амперні характеристики MOSFET-транзистора приведені на рис. 2.18 а, б. Рис. 2.18. Вольт-амперні характеристики MOSFET-транзистора Динамічні характеристики польових транзисторів при ключовому режимі работи розглянемо на прикладі процесів включення і виключення, користуючись схемою, зображеною на рис. 2.19 а. Для перемикання транзистора на його затвор подається прямокутний імпульс напруги Uвх. При подачі прямокутного імпульсу від джерела Uвх спочатку відбувається заряд ємності Сзи через опір джерела сигналу Rи. До тих пір, поки напруга на ємності Сзи не досягне порогової напруги Uпор, струм стоку рівний нулю і напруга на стоці дорівнює напрузі джерела харчування Е0. Коли ємність Сзи зарядиться до Uпор, транзистор деякий час перебуватиме в області насиченості. В цьому випадку вхідна ємність транзистора різко збільшиться. Швидкість наростання напруги на затворі транзистора звужується назад пропорційно збільшенню ємності Свх. По мірі збільшення напруги на затворі буде поступово наростати струм стоку і зменшуватись напруга на стоці. Таким чином, процес заряду ємності буде тривати до тих пір, поки напруга на стоці не зменшеться до значення, при якому транзистор окажетея в лінійній області. При цьому вхідна ємність стане рівною Сзи і швидкість її заряду різко збільшиться. В результаті в кінці процесу включення транзистора на затворі буде напруга U0. Слід зазначити, що в результаті процесу включення вихідний імпульс струму стоку затримується щодо надходження імпульсу управління на час tвкл=tзад+tнар. Аналогічний процес відбувається при вимкненні транзистора: є час затримки вимкнення tзад.выкл , час вимкнення tвыкл, в протязі якого спадає імпульс струму стока, і час встановлення tуст вихідного стану.

Рис.2.19. Схема (а) і динамічні процеси перемикання польового транзистора (б)

Віртуальна модель MOSFET-транзистора знаходиться в бібліотеці Power System Blockset (рис. 1.14). Вікно налаштування транзистора показано на рис. 2.20. У МOSFER-транзисторах паралельно транзистору технологічно вбудований зворотній діод. У полі Internal diode resistnce вводиться його динамічний опір в провідному стані. Рис. 2.20. Вікно налаштування параметрів МОSFET-транзистора

2.7. Біполярньі IGBT (Snsulated Gate Bipolar Transistor) транзистори [13] Біполярні транзистори з ізольованим затвором виконані як поєднання вхідного уніполярного (польового) транзистора з ізольованим затвором і виходного біполярного n-р-n-транзистора. Є багато різних способів створення таких приладів, проте найбільше поширення отримали прибори IGВТ, в яких вдало поєднуються особливості польових транзисторів і додаткового біполярного транзистора. При виготовленні польових транзисторів з ізольованим затвором утворюється паразитний біполярньш транзистор, який не знаходив практичного застосування. Схематичне зображення такого транзистора наведено на (рис. 2.21 а). Рис. 2.21. Схематичне зображення IGВТ-транзистора

На цій схемі VТ-польовий транзистор з ізольовним затвором, VТ1-паразитний біполярний транзистор, R1 – послідовний опір каналу польового транзистора, R2 - опір, шунтуючий перехід база-еміттер біполярного транзистора VТ1.Завдяки опору R2 біполярний транзистор замкнений і не оказує істотного впливу на роботу польового транзистора VТ. Структура транзистора IGВТ доповнена ще одним p-n-переходом, завдяки якомуому в схемі заміни (рис. 2.21 б) появляєтся ще один р-n-р - транзистор VТ2. Новоутворена структура из двох транзисторів VТ1 и VТ2 має глибоку внутрішню позитивний зворотній звязок, так як струм коллектора транзистора VТ2 впливає на струм бази. На рис. 2.22 б наведені вихідні вольт-амперні характеристики ІGВТ-транзистора. Ці характеристики аналогичні характеристикам біполярного транзистора. Умовне схематичне зображення транзистора IGВТ приведено на рис. 2.22 а.

Це позначення підкреслює його гібридність тим, що затвор зображається як в польовому транзисторі, а електроди коллектора та еміттера зображаються як у біполярного транзистора.

Рис.2.22. Графічне зображенні і вольт-амперна характеристика IGBT-транзистора

Динамічні процесси перемикання IGВТ-транзистора практично повторюють процесси GТО-тиристора. Віртуальна модель IGВТ-транзистора знаходиться в бібліотеці Power System Blochset (рис. 1.14). Вікно налаштування параметрів транзистора показано на рис. 2.23. Статичні і динамічні параметри IGВТ-транзистора аналогичні параметрами IGТО-тиристора (рис. 2.13). Рис. 2.23. Вікно налаштування параметрів IGВТ-транзистора 2.8. Интегрально-модульні конструкції Розвиток технології виготовлення силових напівпровідникових елементів призвело до створення модульних і інтегральних силових елементів. У модульних конструкціях, як правило, технологічно зєднані транзистор і, увімкнений йому зустрічно-паралельно, бистро - діючий зворотній діод. У інтегральних конструкціях (РІС - Power Іntegrated Circuit) обєднано кілька модулів, що утворюють силовий полупровідниковий перетворювач. У пакеті розширення Рower System Bloskset реалізований інтегральний модуль (рис. 1.14),являється універсальним силовим напівпровідником перетворювачем. Принципові схеми всіх реалізуючи перетворювачів приведені на малюнках 2.24, Рис. 2.24. Діодний (а) і тиристорний (б) мости 2.25, 2.26. При цьому можуть бути реалізовані одноплечеві схеми, коли використовується тільки одне плече, мостові однофазні схеми і трифазні мостові схеми. В залежності від призначення перетворювача зажими змінного струму АВС можуть бути вхідними (ліві схеми рис. 2.24, 2.25, 2.26), або вихідними (праві схеми рис. 2.24, 2.25, 2.26). Вікно налаштування універсального перетворювача показано на рис. 2.27. В полях вікна задаються наступні параметри універсального мосту: □ кількість плечей моста; □ параметри демпфуючих ланцюгів; □ напівпровідникові елементи мосту; □ статичні параметри цих елементів в відкритому (насиченому) стані; □ динамічні параметри напівпровідникових елементів; □ у полі Мeasurement вибираются перемінні стани, які вимірюються блоком Мultimeter.

Рис.2.25. Містки на GTO-тиристорах (а) і MOSFET-транзисторах (б)

Рис.2.26. Містки на IGBT-транзисторах (а) і ідеальних ключах (б)

Рис.2.27. Вікно налаштувань блока Universal Bridge

2.9. Граничні режими работи транзисторів [13, 14] Гранично допустимі режими работи транзисторів визначаються максимально допустимими напругами і струмами, максимально розсіюваною потужністю і допустимою температурою корпусу приладу. Основними причинами, визиваючими вихід транзистора з ладу або порушення нормальної работи схеми в результаті зміни основних параметрів транзисторів, можуть бути: занадто висока зворотня напруга на одному з переходів і перегрів приладу при збільшенні струму крізь переходи. У довідковихх данних на транзисторі зазвичай обумовлюють крайні експлуатаційні параметри: □ максимально допустима постійна напруга колектор - еміттер Uko.max або стік-витік Ucu.max; □ максимально допустима імпульсна напруга колектор - еміттер Uko.u.max або стік-витік Ucu.u.max; □ постіяний або импульсний струми коллектора Іk.max і Ik.u.max і такі ж значення струму стоку польових транзисторів; □ постійні або імпульсні струми бази Іb.max і Ib.u.max ; □ постійна або імпульсна напруга на затворі Uз.max і Uз.u.max ; □ постійна або імпульсна розсіююча потужність колектора Pk.max і Pk.u.max , або аналогічні потужності, яка розсіюється стоками Рc.max і Pc.u.max ; □ гранична температура переходу Тр.mах або корпусу приладу Тk.maх. Всі перераховані параметри режимів обусловленьї розвитком одного з видів пробою: по напрузі - лавинного, по струму - струменевого або теплового, по потужності - визванного досягненням максимальної температури переходу.

Види пробою Механізм розвитку пробоїв у транзисторах можуть бути різноманітними, однак незалежно від цього всі види пробоїв можна умовно розділити на первинні і вторинні. Первинні пробої транзистора відрізняються тим, що вони є зворотніми. Якщо транзистор потрапляє в режим первинного пробою, то його нормальна робота порушується, проте при виході з режиму пробою його працездатність відновлюється. Будь який вторинний пробій є незворотнім, оскільки після нього відбувається деградація транзистора, обумовлена псуванням переходів. Основними видами первинних пробоїв є лавинний, тепловой та токовий. Лавинний пробій іноді називають електричним, так як він виникає при високому значенні напруги зворотньо зміщеного переходу. У довідкових данних транзистора можна знайти три різних значення напруги лавинного пробою: □ напруга Ukз0 - напруга пробою при відключеній базі (Ib=0); □ напруга Ukээ>Ukэ0 - напруга пробою при включень між базою і еміттером опору Rb (при Rэ = 0); □ напруга Ukэ.kз - напруга лавинного пробою при базі, - закороченій з еміттером (Rb = 0).

На рис. 2.28 показані вольт-амперні характеристики транзистора в режимі лавинного пробою при різних умовах в його базі. Звідси видно, що при використанні транзистора при напругах, близьких до пробою, можна істотно впливати на напругу пробою схемним шляхом. Тепловий пробій транзистора виникає внаслідок лавинообразного наростання температури р-n-переходу. Із зростанням температури переходу зростають струми витоку і напівпровідник переходить в проводячий стан, а p-n-перехід зникає. В реальних умовах це явище не завжди обмежує зростання температури, оскільки при більш низьких температурах може спостерігатися різка залежність від температури одного або декількох з основних параметрів, наприклад, коеффіцієнта передачі струму або граничної робочої напруги.

Рис. 2.28. Вольт-амперні характеристики транзистора в режимі лавинного пробою при різнихх умовах його бази

Розсіяння потужності транзистором має місце при будь-якому режимі роботи, однак воно максимальне, коли транзистор находитея у включеному стані або вимикається. При висй чокі частоті комутації втрати ростуть пропорційно частоті. Із збільшенням споживаючої потужності зростає і температура транзистора. Для оцінки теплового режиму транзистора використовують поняття теплового опору, під яким розуміють опір елементів транзистора поширення теплового потоку від колекторного переходу до корпусу або в навколишнє середовище. У довідкових даних на транзистори зазвичай наводяться: □ тепловий опір перехід-корпус (або перехід-середищеов) Rпк; □ гранично допустима температура переходу Тmax; □ гранична середня (або імпульсна) потужність втрат в транзисторі Рmax; □ гранично допустима температура корпусу приладу Тк.max. Температуру корпусу транзистора можна вимірювати безпосередньо. Для цього на потужніх приладах може бути вказана точка, в якій слід проводити цей вимір. Вторичний пробію транзистора виникає або після розвитку одного з видів первинного пробою, або безпосередньо, минаючи розвинення первинного пробою. Безпосередній розвиток вторинного пробою відбувається зазвичай в області порівняно високих напруг на колекторі і пов'язано з розвитком так назвного «токового шнура». При цьому коллекторний струм концентрується в дуже малій області колектора, яка проплавляяєтся і замикає колектор з базою. Якщо транзистор працює в підсилювальному режимі, то розвиток вторинного пробою і виникнення токового шнура пов'язано з втратою термічної стійкості, при якій збільшення струму в якомусь місці структури призводить до підвищення її температури, а підвищення температури збільшує струм. Цей процес наростає лавиноподібно і призводить до проплавленню структури. Для розвитку вторинного пробою потрібний певний час, який може становити 1…100 мкс. Цей час називають часом затримки розвитку вторинного пробою. Якщо час знаходження транзистора в небезпечному режимі менше часу розвитку вторинного пробою, то вторинний пробій не виникає. Тому при коротких тривалих імпульсав струму на транзисторі вторинний пробій може і не розвинутися. Дослідження показали, що при розвитку вторинного пробою (під час затримки), в ланцюзі бази можуть виникати автоколивання порівняно великої частоти, які можуть бити використані для передбачення небезпечного значення струму і захисті транзистора. Область безпечної работи транзистора визначає межі інтервала надійної работи транзистора без заходу в область одного з видів пробою. Зазвичай область безпечної роботи (ОБР) будується в координатах I(U). Розрізняють статичну і імпульсну ОБР. Дива - чна ОБР (рис. 2.29) обмежується ділянками: токового пробою (1), теплового пробою (2), вторинного пробою (3) і лавинного пробою (4). При побудові ОБР в логарифмічному масштабі всі її ділянки мають вигляд прямих ліній.

Імпульсна ОБР виявляється максимальним импульсним струмом коллектора Ik.u.mах. і максимальною імпульсною напругою пробою Uk.u.maх. При малих тривалостях імпульсів на ній можуть бути відсутні ділянки, обумовлені тепловим пробоєм. При тривалості імпульсу менше 1 мкс імпульсна ОБР має тільки дві границьі Ik.u.max і Uk.u.max. При збільшенні тривалості імпульсу з'являються ділянки, обмежуючі ОБР за рахунок розвитку вторинного пробою (3) і теплового пробою (2). Рис. 2.29. Області безпечної работи транзистора Межі областей безпечної работи транзистора залежать від температури його корпусу. Іх збільшенням температури корпусу транзистора кордонів ОБР, обумовлені тепловим пробоєм, переміщуються вліво. Границьі ОБР, обусловленні лавинним або вторинним пробоєм, практично від температури не залежать. Захист транзисторів від пробою. При використанні транзистора необхідно забезпечити знаходження його робочої точки всередині ОБР без вихода за її межі. Навіть короткочасний виход робочої точки за межі відповідної ОБР, тягне за собою потрапляння транзистора в область пробою. З метою захисту транзистора від можливості пробою зазвичай формують траєкторію його переключення при роботі в ключовому режимі. Для цього до транзистору підключають додаткові ланцюги, що містять резистори, ємності, діоди і стабілітрони. Параметри цих ланцюгів або розраховують, або знаходять експерементальним шляхом. Приклади виконання ланцюгів формування траєкторії (снабберів) для силової транзисторної стійки приведенн на рис. 2.30. Простий RC-ланцюжок (рис. 2.30 а) зазвичай не влаштовує проектувальика, так як допускає значне перевищення напруги на колекторі транзистора в процесі запирання. Типовим рішенням являється схема, наведена на рис. 2.30 б. Тут еффективне обмеження колекторнї напруги СТК в початквий період запирання забезпечується діодом, шунтуючим розрядний опір. Зростання колекторнї напруги при запиранні забезпечується за рахунок вибору досить великої ємності демпфируючогося конденсатора. Цей конденсатор заряджається після запирання силового транзистора до повної напруги джерела харчування, а при наступному включень транзистора повністю розряджається через розрядний опір. Ця обставина обумовлює досить великі втрати в демпфуючих ланцюгах. Уникнути їх можна, застосувавши схему (рис. 3.24 в), де конденсатор завжди знаходиться під напругою живлення і стабілізує напругу на колекторі, зрізуючи коммутаційний викид при вимкненні СТК. Це підвищує надійність, але не виключає повністю можливість виникнення ВП. Вибор демпфуючого ланцюжка залежить від умов работи транзистора. Для еффективної работи демпфуючих ланцюгів необхідно визначений час, протягом якого конденсатор розряджається через транзистор, підготовляючи умови для подальшого його вимкнення. Відміною вимога часто не вдається реалізувати при широтньо-імпульсній модуляції, а саме така модуляція найчастіше використовується при управлінь транзисторним силовим перетворювачем. Для управління силовими транзисторами разроблені і виготовлені спеціальні інтегралні схеми управління (ІС) (далі на малюнках З, 4, 5 вони позначені як підсилювачі), які отримали назву драйверів. Ці ІС перетворюють стандартні сигнали від мікросхем або від мікропроцесора в сигнали, які керують силовим транзистором. За виконанням функцій ІС можна розділити на кілька груп: □ ІС посилення і узгодження рівнів; □ ІС посилення, узгодження рівнів та індикації аварийних режимів; □ ІС посилення, узгодження рівнів та активного токообмеження шляхом зниження рівня керуючого сигналу і контролю часу аварійного режиму; □ ІС посилення, узгодження сигналу з активним токообмежувачем і контролю напруги колектор-еміттер на включеному транзисторі.

Рис.2.30. Ланцюги формування траєкторії перемикання транзисторів

Практично всі ІС мають гальванічну розв'язку зі схемою управління (мікропроцессором) і індикацію зниження напруги споживання. В якості прикладу на рис. 2.31 показана схема активного струмообмежувача струму силового транзистора з використанням ІС ІR2121 фірми Іnternational Rectifier. В ній використаний гальванічно ізольований датчик струму, увімкнений в ланцюг еміттера вихідного транзистора. При досягненні струмом транзистора встановленого рівня ІС забезпечує струмообмеження і утримання струму колектора на цьому рівні протягом допустимого інтервалу часу, після чого відбувається вимкнення силового транзистора і сигналізація про аварію. Існує велика кількість різновидних схематичнихх рішень захисту силового транзистора. Більшість з них в даний час вже реалізовано на технологічному рівні, як інтелектуальні силові інтегральні схеми (Smart Rower ІС).

Рис.2.31. Схема керування і захисту силового транзистора на ІС IR2121