Агаханян Електронные устройства в медицинских приборах 2010

ется регулировка периода колебаний мультивибратора или времени выдержки одновибратора, которая производится без изменения степени насыщения транзистора и без дополнительных затрат мощности.

7.3. Релаксационные устройства на основе интегральных операционных усилителей, компараторов напряжений и таймеров

На основе ИОУ, ИКН и таймеров можно строить релаксационные устройства, обладающие сравнительно высокой стабильностью.

Простейшая схема релаксатора на ИОУ или ИКН показана на рис. 7.4,а, эпюры напряжений — на рис. 7.4,б. Релаксатор охвачен регенеративной обратной связью через делитель R1, R2 с коэффи-

	циентом передачи напряжения γи =		R2	. Времязадающая RС-
		R	+ R
		1	2

цепь подключена к инвертирующему входу.

а

Рис. 7.4. Схема релаксатора на ИОУ или ИКН с интегрирующей RC-цепью (а) и эпюры напряжений на выходе Uвых и инвертирующем

входе Uвх.и, иллюстрирующие б работу релаксатора (б)

351

Так как релаксатор охвачен глубокой регенеративной обратной связью, то при появлении случайных отклонений напряжения или тока будет происходить его непрерывное изменение до тех пор, пока из-за запирания или насыщения транзисторов выходное напряжение перестанет изменяться. Так, при случайном увеличении Uвых его нарастание будет продолжаться до тех пор, пока оно не

ограничится на уровне Uвых1 (из-за насыщения или запирания транзисторов). При этом на неинвертирующем входе будет действовать напряжение Uвх.ни = γиUвых1 .Напряжение на инвертирующем входе,

равное напряжению Uс на конденсаторе С, определяется выражением (7.1) и его можно представить в виде

Uвх.и(t) = Uвых1 + (Uпор2 –Uвых1 ) е−τt ,

где Uпop2 = Uнач1 ≈ γu Uвых0 — напряжение на конденсаторе в момент нарастания выходного напряжения, равное начальному значению Uнач1; τ = RС — постоянная времени заряда хронирующего конденсатора.

По мере заряда конденсатора напряжение на инвертирующем входе постепенно нарастает, стремясь к уровню Uкон1 = Uвых1 . Ко-

гда разность потенциалов между входами ИОУ или ИКН становится почти равной нулю, ИМС выходит из режима ограничения и начинается спад выходного напряжения (из-за нарастания напряжения на инвертирующем входе). Таким образом, при достижении

Uвх.и порогового уровня Uпор1 = Uвх.ни ≈ γu Uвых1 заканчивается первый цикл работы релаксатора, который завершается формированием импульса длительностью

tи1	Uвых1		−Uпор2
	= τln				.
			−U
	U1			пор1
	вых

После первого цикла в релаксаторе возобновляется регенеративный процесс, способствующий непрерывному спаду вы-

ходного напряжения до уровня Uвых0 , когда из-за перехода ИМС в

352

режим ограничения Uвых фиксируется, поэтому перестает спадать Uвх.ни, релаксатор переходит во второе временно устойчивое состояние, характеризуемое соотношениями

Uвх.ни = γu Uвых0 ;
Uвх.и(t) = Uвых0					вых0		−	t
		+ (Uпор1 –U					) е τ .
Когда Uвх.и становится равным Uпор2					= γu Uвых0 ,					заканчивается
второй цикл работы релаксатора, продолжительность которого
Uпор1 −Uвых0
tи2 = τln						.				(7.4)
				−U 0
U			пор2
				вых

Период колебаний Т = tи1 + tи2.

Отклонение длительности импульсов от расчетных значений определяется формулой (7.3) с учетом того, что отклонения пороговых напряжений Uпор1 и Uпор2 определяются не только отклонением потенциала на неинвертирующем входе, но также отклонением напряжения переключения ИОУ или ИКН от своего среднего значения Uвх.ср, определяемым известным соотношением

Uвх.ср = Uвх.см + Iвх.см Rг + RгIвх.сд + ∑Kвл.и.пl Eи.пl l

(для ИКН вместо Uвх.см подставляют Uвх.сд).

Для расчета температурного дрейфа длительности импульсов необходимо учитывать изменения Δγи, Uвых0 и Uвых1 , определяемые температурной зависимостью элементов релаксатора, а вместо Uвх.ср — дрейф отклонения нуля:

Uвх.др = Uвх.см + (Rг1 – Rг2) Iвх.см +

+ Rг Iвх.сд + ∑Kвл.и.пl	El (Т – Тн).
l	T

Заметим, что амплитуда выходного импульса

Uвыхт = Uвых1 –Uвых0

в релаксаторах на ИОУ определяется напряжениями источников питания, а в устройствах на ИКН — логическими уровнями выходного каскада.

353

Недостатком релаксатора на рис. 7.4 является зависимость Uвыхт

идлительности импульсов от напряжений питания, а также их нестабильности в температурном диапазоне. Эти недостатки можно исключить, дополнив релаксатор параметрическим стабилизатором на стабилитронах, заметно уменьшающим изменения выходного потенциала. Такая схема приведена на рис. 7.5. Пунктиром показаны резисторы R3 и R4, которые иногда включают, чтобы предотвратить увеличение входных токов ИМС. При этом, чтобы ускорить переброс релаксатора из одного состояния в другое, резистор R4 шунтируют конденсатором С4 небольшой емкости. В период регенеративного процесса конденсатор С4 закорачивает резистор R4 и тем самым ускоряет нарастание или спад входных напряжений. Это способствует уменьшению длительности фронта и среза выходного импульса, а также повышению надежности генерации. Для такой же цели рекомендуется шунтировать конденсатором С1

ирезистор R1 в цепи регенеративной обратной связи. Длительности импульсов tи1 и tи2 можно рассчитать по формуле

(7.2), принимая во внимание, что

Uвых1 = Uст1 + Uд2; Uвых0 = –(Uст2 + Uд1),

где Uст1 и Uст2 – напряжения стабилизации; Uд1 и Uд2 – перепады напряжения на стабилитронах Ст1 и Ст2 при их прямом смещении.

а б

Рис. 7.5. Схема релаксатора на ИОУ с параметрическим стабилизатором на выходе, построенном на стабилитронах Ст1 и Ст2 с резистором Rогр (а)

и эпюры напряжений ИМС, иллюстрирующие работу релаксатора (б)

354

Стабильность периода колебаний практически определяется стабильностями параметров ИМС, времязадающей цепи и характеристик стабилитронов.

В релаксаторах с интегрирующей RC-цепью (cм. рис. 7.4 и 7.5), если выходные уровни ИМС Uвых1 и Uвых0 оказываются одной и

той же полярности (например, в ИКН, у которых как Uвых1 , так и Uвых0 положительной полярности), происходит срыв автоколеба-

ний, так как состояние Uвых0 оказывается не временно-устойчивым,

и при переходе ИМС в это состояние она остается в нем сколь угодно долго. Физическая причина срыва автоколебаний заключа-

ется в том, что при Uвых0 > 0 пороговый уровень Uпор2 = γиUвых0 оказывается недостижимым для конечного значения напряжения на времязадающей цепи

Uкон = Uвых0 > Uпор2 = γиUвых0 .

Следует иметь в виду, что по той же причине происходит срыв автоколебаний и в релаксаторах на ИОУ, если последний питается от одного источника Еи.п положительной или отрицательной полярности (неиспользуемый вывод ИМС при этом заземляется).

В подобных схемах нормальный режим релаксации обеспечивают подключением к неинвертирующему входу ИМС источника смещения Есм через резистор R2, который приводит к изменению пороговых уровней:

Uпор1 = γиUвых1 + (1 – γи)Есм;

Uпор2 = γиUвых0 + (1 – γи)Есм.

При напряжении Есм > Uвых0 обеспечивается автоколебательный режим, поскольку

Uпор2 = γиUвых0 + (1 – γи)Есм > Uкон2 = Uвых0 ,

и состояние Uвых0 становится временно-устойчивым, так как при достижении напряжения на инвертирующем входе Uвх.ин = Uпор2 происходит переброс ИМС в состояние Uвых1 .

355

В высококачественных релаксационных устройствах для повышения стабильности периода колебаний в цепи перезаряда хронирующего конденсатора С вместо резистора R включают источники тока на транзисторах. Одновременно эти транзисторы можно использовать для регулировки периода колебаний (путем изменения их тока).

Особенностью рассмотренных релаксаторов является то, что в них времязадающая цепь и цепь регенеративной обратной связи образуют мостовую схему. В этом нетрудно убедиться, несколько изменив схему так, как показано на рис. 7.6. Это общая структурная схема мостового генератора, в которой с помощью элементов Z1 и Z2 реализуется регенеративная обратная связь, a Z3 и Z4 – отрицательная (в предыдущих схемах Z1 = R1; Z2 = R2; Z3 = R3; Z4 = =1/pC). При этом ИМС используется в качестве сравнивающего устройства в измерительной диагонали моста.

Импульсное питание моста реализуется выходным напряжением ИМС. Использование мостовой схемы способствует заметному повышению стабильности частоты генерации и длительности импульсов, так как в мостовой схеме указанные параметры зависят не от абсолютного значения амплитуды сигналов в диагонали

моста, а от их отношения.

Рис. 7.6. Структурная схема

Можно реализовать мостовую

мостового релаксатора схему с дифференцирующей RС- цепью во времязадающем плече

моста. Схема такого устройства показана на рис. 7.7,а. При использовании дифференцирующего контура его 'следует подключать к неинвертирующему входу, чтобы обеспечить во время регенеративного процесса преобладание положительной обратной связи над отрицательной (на рис. 7.7,a показан резистор R', который иногда включают для предотвращения перегрузки ИМС по неинвертирующему входу). При формировании импульсов положительной полярности напряжения на входах ИМС определяются соотношениями

356

Uвх.ни(t) = (Uпор2 – Uпep) е−τt ≈ (γиUвых0 + Uвых1 – Uвых0 ) е−τt ;

Uвх.и = γиUвых1 ,

где τ = RC; γи = R2/(R1 + R2); Uпep =Uвых1 – Uвых0 = Uвыхт.

а
Рис. 7.7. Схема релаксатора на ИОУ
или ИКН с дифференцирующей
RC-цепью (а) и эпюры напряжений на
выходе Uвых и неинвертирующем входе
Uвх.ни ИМС, иллюстрирующие работу	б
релаксатора (б)

Когда Uвх.ни достигает порогового напряжения Uпор1 = Uвх.и, происходит переброс релаксатора в новое временно устойчивое состояние. При этом длительность импульса tи1 выражается формулой

	Uпор2 +Uпер				1		U 0
tи1	≈ τln			= τln		− (1 − γи)	вых			,
		Uпор1			γи
							γ U	1
							и	вых

а ее отклонение от расчетного значения можно оценить на основании соотношения (7.3).

Аналогично длительность второго цикла рассчитывается по формуле

	Uпор1 −Uпер				1		U1
tи2	≈ τln			= τln		− (1 − γи)	вых		.
		Uпор2			γи
							γ U	0
							и	вых

357

Можно построить мостовую схему с двумя времязадающими конденсаторами, как это показано на рис. 7.8,а. Использование одновременно дифференцирующей и интегрирующей цепей в плечах моста способствует повышению стабильности длительностей импульсов tи1 и tи2, а следовательно, и периода колебаний. Это объясняется, тем, что угол пересечения сравниваемых напряжений на входах (рис. 7.8,б) больше угла пересечения этих напряжений предыдущих схем (поэтому нестабильность параметров сказывается меньше).

	а
	Рис. 7.8. Схема релаксатора с двумя
	хронирующими RC-цепями на входах
	ИОУ или ИКН (а) и эпюры напряжений
	на выходе Uвых , инвертирующем Uвх.и
	и неинвертирующем Uвх.ни входах ИМС,	б
	иллюстрирующие работу релаксатора (б)

С появлением интегральных таймеров стала возможной разработка высокостабильных релаксаторов. На рис. 7.9 приведены основные схемы включения таймеров SE/NE555 (см. [1]) для генерирования импульсов прямоугольной формы. Эпюры напряжений, поясняющие принцип работы релаксаторов, показаны на рис. 7.10. Так как в таймере триггер переключается только тогда, когда на обоих входах действует одновременно высокий потенциал, входы таймера (выводы 2 и 6) запараллелены и подключены к его выходу (вывод 3 или 7), потенциал которого в определенные промежутки времени превышает пороги срабатывания триггера.

358

Рис. 7.9. Схемы включения таймера в релаксационных устройствах

Рис. 7.10. Эпюры напряжений на входе и выходе таймера, иллюстрирующие работу релаксационных устройств, построенных по схемам, показанным на рис. 7.9

Пороги срабатывания триггера определяются опорными напряжениями, создаваемыми на инвертирующих входах компараторов внутренним резистивным делителем. Так как резисторы имеют одинаковое сопротивление, то пороги срабатывания соответственно равны:

	Uпор1 =	2Еи.п	;	Uпор2 =	Еи.п	.
		3			3

Вывод 5, предназначенный для изменения опорных напряжений, шунтируют конденсатором небольшой емкости (на рис. 7.9 не показан) или используют для регулировки периода повторения им-

359

пульсов, подключая его к делителю источника напряжения. Блокировку таймера исключают путем соединения вывода 4 с источником питания.

При появлении на выходах таймера высокого потенциала (см. промежуток времени tи1 на рис. 7.10) по мере заряда хронирующего конденсатора С входное напряжение нарастает с постоянной времени τз:

	−	t		−	t
		τз + Uвых1			τз ).
	Uвх(t) = Uпор2 е			(1 – е

Выходное напряжение

Uвых1 =Uвых1 1 ≈ Еи.п – Uбэ ,

Uвых1 = Uвых1 2 ≈ Еи.п

соответственно для схем на рис. 7.9, а–г и 7.9, д, е. В схемах на рис. 7.9, а, б заряд конденсатора происходит с постоянной времени τз = RC, в схемах на рис. 7.9, в, г τз = R1C, в схеме на рис. 7.9, д τз = (R1 + R2)С и, наконец, в схеме на рис. 7.9, е с постоянной времени τз = (R1 + γR4)С, где γR4 – сопротивление части переменного резистора R4, который применяется в том случае, когда требуется изменение скважности импульсов.

Когда входное напряжение достигает порогового напряжения Uпор1, триггер в таймере перебрасывается и на выходах устанавли-

вается низкий потенциал

Uвых0 1 ≈ Uвых0 2 = Uкэн.

При этом заканчивается формирование импульса, длительность которого, определяемая из равенства Uвх(tи1) = Uпор1, составляет

	Uвых1		−Uпор2
tи1	= τз ln				.
			−U
	U1			пор1
	вых

Во время паузы между импульсами (промежуток времени tи2 на рис. 7.10) происходит разряд хронирующего конденсатора С, что приводит к спаду входного напряжения:

−	t		−	t
Uвх(t) = Uпор1 е τр + Uвых1			(1 – е τр ).

360