Всхемах на рис. 7.9, а, б разряд и заряд конденсатора происходят с одинаковой постоянной времени: τз = τр= RС.
Всхемах на рис. 7,9, в, г в течение времени tи2 отпирается разрядный транзистор на выходе 7, поэтому разрядный ток конденсатора протекает через резисторы R1 и R2, и постоянная времени
τр = (R1 || R2)C. В схеме на рис. 7.9, д конденсатор разряжается с постоянной времени τр = R2С, а в схеме на рис. 7.9,е τp = [R2 + + (1 – γ)R4]С. Пауза между выходными импульсами прекращается, когда входное напряжение уменьшается до уровня Uпор2, и в таймере триггер переходит в новое устойчивое состояние.
Таким образом, длительность паузы tи2, определяемая из равенства Uвх(tи2) = Uпор2, составляет:
Uпор1
−Uвых0
Uпор1
tи2
= τр ln
≈ τр ln
= 0,7
τр.
−U 0
U
U
пор2
пор2
вых
В схеме на рис. 7.9, а возникают паразитные колебания на фронте импульса, которые уничтожаются путем подключения конденсатора к источнику питания, как это показано на рис. 7.9, б. Регулировку длительности импульса можно производить путем изменения постоянной времени τз. Если требуется изменить скважность импульсов в широком диапазоне, то целесообразно использовать схемы, изображенные на рис. 7.9, д, е.
В схеме на рис. 7.9, д коэффициент заполнения периода можно регулировать в пределах от 0,01 до 0,5, а в схеме на рис. 7.9, е благодаря разделению при помощи диодов цепей заряда и разряда хронирующего конденсатора С этот коэффициент удается увеличить до 0,99.
Ждущий режим работы рассмотренных релаксаторов можно обеспечить, используя вход сброса 4: при низком потенциале на этом выводе таймер блокируется и только при подаче высокого потенциала устройство начинает релаксировать.
Схемы на рис. 7.9 можно использовать и в качестве широтноимпульсного модулятора путем подачи модулирующего сигнала на вывод 5 для управления порогами срабатывания.
361
7.4. Релаксационные устройства на основе интегральных логических элементов
Простейший
релаксационный
генератор
можно построить на
двух логических элементах с ем-
костными связями (рис. 7.11) по-
добно дискретному
мультивибра-
тору с коллекторно-базовыми свя-
зями. Используя
дополнительные
входы
логических
элементов,
можно обеспечить как автоколеба-
Рис. 7.11. Схема релаксатора
тельный, так и ждущий режимы
работы.
Расчет такой схемы про-
на логических элементах
изводится
по известным форму-
лам, полученным для ее дискретного аналога.
Схема на рис. 7.11 работает в жестком режиме возбуждения, что может послужить причиной срыва автоколебаний при включении релаксатора. Как отмечалось, срыв автоколебаний происходит из-за одновременного насыщения или запирания транзисторов в инверторах логических элементов. Это состояние оказывается устой-
чивым, поэтому приводит к нару-
шению нормальной работы релакса-
тора. Его можно исключить, если
предотвратить насыщение или запи-
рание транзисторов, охватив логи-
ческие элементы нелинейной обрат-
ной связью при помощи диода Д и
резистора R, как это показано на
рис. 7.12. Однако исключение ре-
жима насыщения снижает стабиль-
Рис. 7.12. Схема релаксатора
ность частоты колебаний, уменьша-
ет амплитуду выходных импульсов.
на логических элементах
Мягкий режим возбуждения
с нелинейной обратной связью,
обеспечивающей мягкий
можно обеспечить и при работе ин-
режим самовозбуждения
верторов в режиме насыщения: его
362
можно достигнуть при помощи дополнительных логических элементов, исключающих срыв автоколебаний. Схемы мультивибраторов с мягким режимом возбуждения показаны на рис. 7.13.
В схеме на рис. 7.13, а, если окажутся одновременно закрытыми инверторы Л1 и Л2, то на выходе логического элемента Л3 устанавливается низкий потенциал, поэтому инвертор Л4 запирается. При этом на входе Л2, подключенном к выходу Л4 через резистор R1, устанавливается высокий потенциал, инвертор Л2 открывается и релаксатор начинает генерировать непрерывные колебания. Таким образом, предотвращается случайный срыв автоколебаний, который может происходить из-за одновременного запирания инверторов. Во всех других состояниях Л1 и Л2, инвертор Л3 остается закрытым, поэтому отпирается инвертор Л4 и на его выходе устанавливается низкий потенциал. Состояние, когда одновременно оказываются открытыми оба инвертора Л1 и Л2 является неустойчивым, поэтому не требуется принимать специальных мер, чтобы вывести схему из этого состояния. Состояния, когда один из инверторов открыт, а другой закрыт, являются временно устойчивыми, являющимися нормальным режимом работы схемы.
Рис. 7.13. Схемы релаксаторов с дополнительными логическими элементами, обеспечивающими мягкий режим самовозбуждения релаксатора благодаря предотвращению одновременного запирания (а) или насыщения (б) инверторов Л1 и Л2
В схеме на рис. 7.13, б при помощи логических элементов Л3 и Л4 предотвращается срыв автоколебаний, который может возник-
363
Рис. 7.14. Импульс линейноизменяющейся формы
нуть в случае, если одновременно оказались бы открытыми и насыщенными инверторы Л1 и Л2. Тогда на выходе Л3 установится высокий потенциал, отпирающий инвертор Л4 и тем самым понижающий входной потенциал логических элементов Л1 и Л2.
При этом один из этих инверторов, выходя из насыщения раньше другого, обеспечивает самовозбуждение схемы. Все остальные состояния схемы не представляют опасности для срыва автоколебаний. При работе в автоколебательном режиме на выходе Л3 устанавливается низкий потенциал, запирающий инвертор Л4 и обеспечивающий нормальный режим работы схемы.
Релаксационные устройства строятся также на основе стандартных интегральных триггеров. На цифровых ИМС можно построить более сложные релаксационные устройства с программированием их работы.
7.5. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы
Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяю- щейся формы применяются в измерительной и медицинской аппаратуре, телевидении, радиолокационной и радионавигационной аппаратуре для развертки луча электроннолучевых приборов, в сравнивающих устройствах, устройствах временной задержки импульсов и их расширения. Они составляют основу различного рода преобразователей, применяемых в цифровых устройствах и ЭВМ, а
также преобразователей «на- пряжение–частота», широтноимпульсных модуляторов и т.д.
Полный цикл формирования импульсов линейно-изме- няющейся формы содержит
(рис. 7.14):
рабочую стадию с продолжительностью прямого
364
хода Тпр, в течение которого импульс изменяется линейно (нарастая или спадая) от начальной величины до конечной амплитуды;
стадию обратного хода с продолжительностью Тобр, в течение которой импульс устанавливается на своем исходном уровне;
стадию паузы с временем Тп.
Последние две стадии в формирователях образуют стадию восстановления. В генераторах импульсов треугольной формы обратный ход тоже относится к рабочей стадии.
Основные параметры формирователей и генераторов:
рабочий перепад напряжения Uвыхт или тока Iвыхт;
продолжительность Тпр, Тобр, Тп;
время восстановления Твосст = Тобр + Тп в формирователях или период Т = Тпр + Тобр + Тп в генераторах;
коэффициент нелинейности εнл, определяемый относительным отклонением скорости нарастания и спада импульса в начале v0 и в конце vкон рабочей стадии:
εнл =
1
(v
− v ) ;
0
T
v0
пр
коэффициент использования источника питания
ξ =
Uвыхт
или ξ =
Iвыхт
.
Е
I
и.п
и.п
7.5.1. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющегося напряжения
Для формирования линейно-изменяющегося напряжения (ЛИН) обычно используют заряд или разряд конденсатора, напряжение на котором при постоянном токе заряда или разряда Iс изменяется линейно:
t
uc (t) =U0 + C1 ∫0 ic (t)dt =U0 + ICс t .
Основными элементами формирователя ЛИН являются: конденсатор, зарядная (разрядная) цепь, формирующая зарядный (разрядный) ток конденсатора в рабочей стадии, и коммутирующий эле-
365
мент, предназначенный для переключения зарядной цепи и восстановления исходного напряжения на конденсаторе (рис. 7.15). Для формирования ЛИН стремятся поддерживать постоянным ток заряда (разряда) конденсатора С с тем, чтобы обеспечить линейное нарастание (спад) напряжения.
Однако на практике невозможно обеспечить постоянство тока Iс во всем рабочем диапазоне, поэтому происходит отклонение от линейности, характеризуемое коэффициентом нелинейности:
Рис. 7.15. Структурная схема
εнл =1
−
ic (Tпр)
C(0)
,
формирователя ЛИН
ic (0)
C(Tпр)
где ic(0), ic(Tпр) и С(0), С(Тпр) – токи и емкости в начале и конце цикла (в общем случае емкость С может меняться с изменением напряжения). Как следует из этого соотношения, коэффициент εнл определяется, прежде всего, относительным изменением тока заряда (разряда) конденсатора в течение рабочей стадии. Следовательно, для уменьшения нелинейности необходимо обеспечить в течение рабочей стадии с заданной точностью постоянство тока заряда (разряда) конденсатора, что достигается следующими способами:
применением сравнительно высоковольтного источника питания;
включением токостабилизирующего элемента в зарядную (разрядную) цепь;
формированием компенсирующей ЭДС.
Первый способ не получил практического применения в устройствах на ИМС, так как ему необходим высоковольтный источник питания, коэффициент использования которого оказывается очень низким.
В формирователе ЛИН с токостабилизирующим элементом в зарядной (разрядной) цепи вместо резистора включают токостабилизирующий элемент, в качестве которого используют транзистор, работающий в активной области, или ИОУ, охваченный отрица-
366
тельной обратной связью по току, посредством которой стабилизируют ток, уменьшив его изменение. Такое устройство называется также формирователем ЛИН с параметрическим стабилизатором тока.
На рис. 7.16, а показана схема формирователя ЛИН с токостабилизирующим элементом на транзисторе Т1, включенном по схеме с общей базой (ОБ). Такое включение приводит к повышению выходного сопротивления токостабилизирующего элемента; в схеме с ОБ оно равняется rк, тогда как в схеме с общим эмиттером (ОЭ)
rвн ≈ rβк .
В качестве коммутирующего элемента используется транзисторный ключ Т2, который при Uупр = 0 включается и производит быструю зарядку конденсатора С. Для того чтобы обеспечить работу коммутирующего элемента в области насыщения, в коллектор транзистора Т2 включают резистор Rк с сопротивлением в сотни ом.
Рис. 7.16. Схема формирователя ЛИН с токостабилизирующим элементом на транзисторе Т1 (а) и эпюры управляющего (Uупр) и выходного (Uвых)
напряжений, иллюстрирующие работу формирователя (б)
Эпюры, иллюстрирующие работу формирователя ЛИН, приведены на рис. 7.16, б. В исходном состоянии транзистор Т2 открыт и насыщен, поэтому конденсатор С заряжен до уровня Um = Eк – U2 (где U2 – перепад напряжения на резисторе Rк и насыщенном транзисторе Т2). В момент времени t1 включается управляющее
367
напряжение Uупр, запирающее ключевой транзистор Т2. Начинается разряд конденсатора С и паразитных емкостей (емкости коллекторного перехода Ск транзистора Т1, емкости нагрузки Сн) током коллектора Iк1 = αNIэ1 + Iк0. По мере разряда конденсатора происходит спад выходного напряжения
1
t
t
Uвых(t) =Uт −
∫ic (t)dt Uт − Iк1
,
C
C
Σ 0
Σ
где СΣ = С + Ск + Сн – суммарная емкость. Линейный спад, определяемый последним соотношением, справедлив при следующих допущениях:
ток, ответвляемый в нагрузку Rн, ничтожно малой величины, поэтому можно считать iс(t) Iк1;
разрядная цепь на транзисторе Т1 представляет собой иде-
альный источник тока, т.е. Iк1 = const и не зависит от напряжения на коллекторе;
изменение емкости коллекторного перехода Ск = F(Uк), обусловленное уменьшением напряжения на коллекторе Uк, пренебре-
жимо мало по сравнению с суммарной емкостью СΣ.
На практике указанные условия все же не выполняются, поэтому коэффициент нелинейности εнл оказывается отличным от нуля.
С учетом двух факторов, т.е. конечной величины внутреннего сопротивления разрядной цепи rвн ≈ rк и сопротивления нагрузки Rн, выходное напряжение спадает до уровня U0 по экспоненте. При этом коэффициент нелинейности
εнл = 1 – е−
Тпр
Uвыхт
τр =
,
U
|| r
)
т
+ I
к
(R
1
н
кн
где τр = (Rн || rвн)CΣ.
Причиной нелинейности является также зависимость части суммарной емкости (например, емкости коллектора Ск) от напряжения. При этом, представив суммарную емкость CΣ в виде двух составляющих, первая из которых С1 не зависит от напряжения, а вторая – С2(U) включает все емкости, которые изменяются с изменением выходного напряжения, получим
Изменение С2 = C2(U0) – C2(Uт) может заметно повлиять на нелинейность, даже при сравнительно малой величине С2. Напри-
мер, при С2 = 0,01 коэффициент нелинейности увеличивается бо-
СΣ
лее чем на 1%.
Дополнив формирователь на рис. 7.16 автогенератором, например релаксационным устройством (см. п. 7.3), можно построить генератор линейно-изменяющегося напряжения (ГЛИН). Схема такого генератора показана на рис. 7.17. Она представляет собой схему релаксатора, построенного на основе ИОУ, который охвачен регенеративной обратной связью при помощи резистивного дели-
теля R1–R2.
Рис. 7.17. Схема генератора ЛИН с токостабилизирующими транзисторами Т1 и Т2
369
Резисторы в цепи заряда и разряда конденсатора С заменены транзисторами Т1 и Т2, обеспечивающими постоянство токов разряда и заряда конденсатора С, на котором формируются импульсы ЛИН треугольной формы. Длительности нарастания и спада ЛИН можно регулировать изменением токов коллектора транзисторов Т1 и Т2 при помощи потенциометров R7 и R8.
В современных разработках для улучшения линейности обычно применяют компенсационный метод стабилизации тока заряда или разряда. Суть этого метода заключается в том, что ток заряда (разряда) конденсатора меняется из-за того, что изменяется напряжение на конденсаторе. Например, в простом формирователе ЛИН с зарядным элементом в виде резистора R ток заряда конденсатора
ic (t) = R1 [Eи.п −Uc (t)]
уменьшается по мере увеличения напряжения на конденсаторе
Uс(t).
Чтобы обеспечить постоянство тока заряда, видимо, следует компенсировать уменьшение перепада напряжения на резисторе R.
Это можно реализовать включением ЭДС компенсации последовательно с зарядной цепью, как это показано на рис. 7.18. В этой схеме компенсирующая ЭДС формируется ИОУ, на инвертирующий вход которого подается напряжение на конденсаторе Uc(t) и выходное напряжение
Рис. 7.18. Схема формирователя ЛИН с компенсирующей ЭДС на основе инвертирующего усилителя, построенного на ИОУ
усилителя Uвых(t), т.е.
Uвх.и = Uвых(t) + Uс(t).
При этом ток заряда конденсатора С определяется соотношением
ic (t) = R1 [E −Uc (t) +Uком(t)] ,
где Uком(t) = –Uвых(t). Если бы удалось формировать ЭДС компенсации величиной Uком(t) = Uс(t) – Uс(0), то ток заряда остался бы постоянным:
