Шумахер У. Полупроводниковая электроника

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 142 из 589 (September 3, 2010, 15:12)

142 3. Силовые полупроводниковые приборы

3.7.5. Коэффициент мощности

Коэффициент мощности (Power Factor — PF) представляет собой отношение активной мощности к полной; он может принимать значения от 0 до 1. Следовательно, коэффициент мощности определяется как косинус разности фаз между синусоидальным напряжением и соответствующим током, т.е. если система состоит только из линейных нагрузок, то PF = cos( UI). При чисто активной нагрузке, такой как лампы накаливания или батареи отопления, ток и напряжение находятся в одной фазе, и, следовательно, коэффициент мощности равен 1. При индуктивной (например, асинхронный двигатель) или ёмкостной нагрузке появляется сдвиг фаз между током и напряжением, и коэффициент мощности будет меньше 1 (Рис. 3.112).

		v
		i
i	icap	v	iind
v	Нагрузка		t

ϕcap ϕind

ϕ < 0 – ёмкостная нагрузка, ϕ > 0 – индуктивная нагрузка

Рис. 3.112. Синусоидальный переменный ток при индуктивной и ёмкостной нагрузке.

Однако источник питания с входным выпрямителем и сглаживающим конденсатором (Рис. 3.113) является нелинейной нагрузкой. Ток IIN протекает, когда входное напряжение больше, чем напряжение на сглаживающем конденсаторе, т.е. носит импульсный характер и находится в фазе с входным напряжением.

Конечно же, протекающий ток почти совпадает по фазе с входным напряжением, но в его спектре, помимо основной гармоники, присутствуют гармоники с частотами, кратными основной частоте. Эти искажения синусоидального тока характеризуются полным коэффициентом гармоник (Total Harmonic Distortion — THD):

THD =	(IRMS2	− I1RMS2	)	,
	I1RMS2

IIN VOUT

Активная нагрузка

VIN

Напряжение, ток

t

Рис. 3.113. Ток и напряжение на входе типово-

го источника питания.

где I1RMS — действующее значение основной гармоники тока,

IRMS — действующее значение полного тока.

Для синусоидального тока THD = 0. Чем больше искажение синусоидальной формы, тем больше THD.

Тогда, с учётом нелинейности, коэффициент мощности (PF) определяется следующим образом:

	PF =	cos(φ1 )	=	I1RMS	cos(φ1 )	,
		1+THD2		I RMS

где 1 — фазовый сдвиг между входным напряжением и основной гармоникой тока.

Из этого выражения видно, что при сильном искажении тока коэффициент мощности будет меньше 1. Характерные значения коэффициента мощности для импульсных источников питания находятся в диапазоне от 0.6 до 0.7.

На практике высокие значения THD — это значительные переходные токи, протекающие в электропроводке, что требует использования проводов с б=ольшим сечением.

В общем случае, низкий коэффициент мощности означает, что электростанции должны вырабатывать значительную реактивную мощность, которая практически не используется в нагрузке. В результате электростанции не могут работать в оптимальном режиме, что приводит к дополнительной нагрузке на окружающую среду.

Решением данной проблемы являются схемы коррекции коэффициента мощности

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 143 из 589 (September 3, 2010, 15:12)

3.7. Источники питания и устройства электропривода 143

(ККМ), которые в идеале позволяют сделать коэффициент мощности практически равным 1.

В 2001 году был введён стандарт EN- 61000-3-2 (IEC 1000-3-2) об ограничении уровней гармонических составляющих тока

всети электропитания. В соответствии с ним такие устройства, как телевизоры, мониторы и персональные компьютеры с энергопотреблением свыше 75 Вт должны удовлетворять определённым требованиям по ограничению содержания высших гармоник. Под данный стандарт также подпадают все люминесцентные лампы. Похожий стандарт введен и в Японии, тогда как

вСША нормы по коэффициенту мощности введены только для люминесцентных ламп.

Принципы построения ККМ

Пассивные ККМ являются наиболее простым и дешевым решением. В общем случае они имеют установленный перед входным диодом источника питания дроссель с железным сердечником соответствующего размера. Используя такие ККМ, можно получить значения коэффициента мощности до 0.9 и амплитуды высших гармоник, лежащие в пределах заданных значений (см. Рис. 3.114).

[%]	100
Амплитуда	50

	1	3	5	7	9	Номер
						гармоники

Ток, напряжение

t

Рис. 3.114. Уровни гармоник (сверху) и формы тока и напряжения при коррекции коэффициента мощности с помощью дросселя.

Недостатками данного решения являются большой вес и размер дросселя ККМ, в то время как диапазон мощностей находится ниже 200 Вт.

Подобное качество можно получить, используя так называемую схему подкачки заряда, которую можно реализовать с помощью выпускаемых компанией Infineon микросхем импульсных источников питания TDA16846 или ICE1QS01 (см.

Рис. 3.115).

	Входное	ИС
	напряжение
	220 В	TDA16846
		ICE1QS01

Рис. 3.115. ККМ на основе схемы подкачки заряда.

Дроссель устанавливается после выпрямителя, и его параметры определяются рабочей частотой импульсного источника питания, поэтому может использоваться дроссель с магнитным сердечником, имеющий значительно меньшие размеры, чем дроссель с железным сердечником. Максимальная мощность находится в пределах 250 Вт. Следовательно, это решение отлично подходит для устройств, которые должны удовлетворять стандарту, но для которых оптимальное значение коэффициента мощности не является решающим. Дополнительная масса и размеры малы. Типичными устройствами для применения таких ККМ являются источники питания в телевизорах или адаптерах.

Активные ККМ позволяют получить значения коэффициента мощности, близкие к 1. По сравнению с пассивными ККМ, в этих устройствах оптимальная коррекция коэффициента мощности и снижение содержания гармонических составляющих осуществляются с более высокой эффективностью, в более широком диапазоне входных напряжений и нагрузок. По отношению к питающей сети схема представляет омическую нагрузку. Масса и габариты схожи с массой и габаритами схемы с подкачкой заряда, что гораздо предпочтительнее, чем при использовании устройств с железным сердечником. Активные схемы ККМ

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 144 из 589 (September 3, 2010, 15:12)

144 3. Силовые полупроводниковые приборы

устанавливаются перед импульсными источниками питания. В основном, в них используются три следующих типа преобразователей: повышающий, обратноходовой и повышающий/понижающий. Данные типы уже рассматривались при обзоре схем импульсных источников питания (см. Табл. 3.7 и Табл. 3.8). Однако наиболее распространённой является схема повышающего преобразователя (Рис. 3.116), преобразующего синусоидальное входное напряжение в выходное напряжение постоянного тока, величина которого больше пикового значения синусоидального напряжения.

	L
iIN(t)	iL(t)	D
GR
vIN(t)	T
EMC-		VOUT
		COUT
фильтр
Микросхема
управления
RSCCM		RSDCM

Рис. 3.116. Схема коррекции коэффициента мощности с использованием повышающего преобразователя.

Преимуществом использования высокого значения постоянного напряжения на входе импульсного источника питания является то, что ключевой транзистор (CoolMOS™) и входной конденсатор могут иметь меньшие размеры, чем в случае источника питания с широким диапазоном входных напряжений, не имеющего повышающего ККМ-преобразователя. В общем случае, можно отказаться от использования входного конденсатора, поскольку выходной конденсатор COUT может его полностью заменить, как показано на Рис. 3.116. Преобразователь работает в режиме свободных колебаний (не синхронизирован), т.е. с переменной или постоянной частотой импульсов. В течение каждого периода импульсов дроссель L повышающего преобразователя сначала намагничивается, а затем полностью размагничивается. Это подтверждается тем, что ток дросселя iL(t) в конце периода снова спадает до 0. Сразу после этого начинается новый период им-

пульсов, с последующим намагничиванием дросселя. В результате возникает ток дросселя iL(t), имеющий треугольную форму. Таким образом, преобразователь работает в режиме со спадающим до 0 током дросселя, поэтому данный режим работы также называется режимом с прерывистым током (Рис. 3.117).

	v, i	v, i
	vin(t)			TP
	iL(t)	iL(t)	Ton
				Toff
	iin(t)			_
				iL(t)
		t		t

Рис. 3.117. Форма тока в режиме свободных колебаний.

Диаграмма тока дросселя в течение одного периода коммутации может быть описана в соответствии с законом электромагнитной индукции.

На интервале 0 t Ton

		1	t	vin (t )
	iL (t ) =		∫vin (t )dt =		t	(1)
		L		L
			0

На интервале Ton t Tp

iL (t ) = I 0 −	V out	− vin (t)	(t −Ton ) . (2)
		L

Здесь I0 — значение, до которого нарастает ток дросселя на интервале намагничи-

вания (за время Ton), т.е. I0 = sin(t) Ton/L. Поскольку период импульса Tp намного

меньше периода напряжения питающей се-

ти, т.е. Tp << TMains, то в первом приближении можно предположить, что внутри каж-

дого единичного периода импульсов значения токов и напряжений постоянны. При использовании выражения (1) получим среднее значение тока дросселя:

1

Tp

1

I 0

Tp

iL (t ) =

∫iL (t )dt =

=

T

p

T

p

2

0

=

Ton

v in (t ) = const vin (t) .

2

L

(3)

Следовательно, в течении периода импульса Tp среднее значение тока дросселя iL(t), который также будет являться и входным током, линейно зависит от мгновенного значения входного напряжения vin(t). Однако предпосылкой к этому служит то, что длительность открытого состояния Ton

		INFSEMI_2-Text.fm, стр. 145 из 589 (September 3, 2010, 15:12)
	3.7. Источники питания и устройства электропривода 145
транзистора T (MOSFET) остаётся посто-		Выбор наиболее подходящего метода для
янной. Если теперь подать один за другим		конкретного устройства зависит, главным
бесконечное число импульсов, то мы полу-		образом, от стоимости системы. На сегод-
чим постоянный ток, который будет про-		няшний день для мощностей до 200 Вт ши-
порционален входному напряжению.		роко используются ККМ с прерывистым
	Если управление ККМ-преобразовате-	током, при более высоких мощностях ис-
лем осуществляется на фиксированной час-		пользуются ККМ с непрерывным током.
тоте, то дроссель повышающего преобразо-		Из-за высоких импульсных токов стои-
вателя никогда не будет полностью размаг-		мость оборудования по защите от помех для
ничиваться, т.е. включение транзистора		ККМ, работающих в прерывистом режиме,
следующим импульсом будет происходить в		выше, но, с другой стороны, требования,
тот момент, когда в дросселе ещё будет про-		предъявляемые к диодам в отношении об-
текать ток iL(t). Таким образом, ток дроссе-		ратного напряжения, более критичны для
ля будет иметь трапецеидальную форму и		ККМ с непрерывным током, и, следова-
значительные пульсации. Данный режим		тельно, здесь отлично подойдут диоды на
называется режимом непрерывного тока		основе карбида кремния.
(Рис. 3.118).		Интегральные микросхемы для ККМ

v, i		i		TP
vin(t)
		iL(t)	Ton	Toff
iL(t)	iin(t)
		t		t

Рис. 3.118. Форма тока ККМ, работающего на фиксированной частоте.

Ток между землёй и отрицательным выводом мостового выпрямителя измеряется при помощи сопротивления RSCCM (см. Рис. 3.118). Оно также служит для измерения полного тока дросселя. Этот сигнал сглаживается и умножается на сигнал, соответствующий мгновенному значению входного напряжения. Значение уставки для широтно-импульсного модулятора:

iset(t) = IAVG kV vin(t) = const vin(t). (4)

Здесь величина IAVG — это среднее, или действующее, значение тока дросселя, который, как мы предположили, является постоянным в течение периода импульса. Поэтому данный способ управления также называется режимом управления средним значением тока. Коэффициент kV — это масштабирующий коэффициент с размерностью 1/В. Из выражения (4) легко увидеть линейное соотношение между значением уставки по току и входным напряжением. Значение уставки по току преобразуется широтно-импульсным модулятором в управляющий сигнал для ключевого транзистора.

Микросхемы для управления активными схемами ККМ пополнили ассортимент ИС для импульсных источников питания.

ККМ, работающие в режиме прерывистого тока. Микросхемы типа TDA 4862 и TDA 4863 подходят для схем ККМ, применяющихся в электронных балластах для люминесцентных ламп, источниках питания для ноутбуков, ЖК-мониторах и других устройствах мощностью до 150 Вт. Они позволяют получить коэффициент мощности, близкий к единице, при достаточно точно регулируемом выходном напряжении даже

вшироком диапазоне входных напряжений от 85 до 265 В. Эти устройства работают

внесинхронизированном режиме с током треугольной формы, содержат квадрантный умножитель для точной коррекции коэффициента мощности и схемы защиты: контроль перенапряжений, ограничение напряжения питания, ограничение выходного напряжения при отключении нагрузки и быстродействующее ограничение тока (поцикловое).

На микросхеме ICE1PD265G из семейства CoolSET™ (см. подраздел 3.7.4), состоящей из размещённых в одном корпусе типа P-DSO-16 драйвера TDA 4863 и тран-

зистора CoolMOS™	с RDSon =	1.1 Ом
(Рис. 3.119), можно	реализовывать	схемы

ККМ мощностью до 100 Вт, в зависимости от диапазона входных напряжений. Их достоинствами являются малые размеры, отсутствие внешнего теплоотвода и меньшее количество компонентов.

ККМ, работающие в режиме непрерывного тока. Для более высоких мощностей

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 146 из 589 (September 3, 2010, 15:12)

146 3. Силовые полупроводниковые приборы

				тающему фронту тактовых импульсов сис-
				темы, а блок ШИМ — по спадающему. По-
				мимо превосходных функций защиты, сле-
				дует упомянуть о «модулированном управ-
				лении затвором». Используя	нелинейную
				зависимость времени включения транзис-
				тора от напряжения на затворе, можно сни-
				зить крутизну отпирающего импульса тран-
				зистора CoolMOS™, что упрощает подавле-
				ние помех в системе. Областью применения
		11 см
				такого прибора являются источники пита-
	Рис. 3.119. Компактный ККМ на микросхеме			ния с ККМ, работающие в диапазоне мощ-
				ностей от 150 до более чем 1000 Вт.
	ICE1PD265G семейства CoolSET™ (50 Вт,
				Микросхема ICE1PCS01	(Рис. 3.120)
		широкий диапазон).
				представляет новый класс устройств управ-

	предпочтительнее использовать ККМ, ра-	ления ККМ. Она была разработана специ-
		ально для приложений, где важную роль иг-
	ботающие в режиме непрерывного тока.
		рает стоимость, и выпускается в корпусе
	Типовым решением для таких устройств яв-
		DIP-8. Микросхема имеет внешнюю под-
	ляется микросхема TDA16888 (см. подраз-
		стройку частоты и все необходимые функ-
	дел 3.7.4), представляющая собой комбина-
		ции защиты. Количество внешних компо-
	цию ККМ и драйвера импульсного источ-
		нентов является минимальным, и, таким
	ника питания (ШИМ). Она работает на
		образом, значительно упрощает разработку
	фиксированной частоте, которая задаётся в
		ККМ. Типичные области применения для
	диапазоне от 15 до 200 кГц. Тактовая частота
		данной ИС — персональные компьютеры,
	ККМ жёстко связана с тактовой частотой
		серверы, адаптеры и универсальные источ-
	драйвера импульсного источника питания.
		ники питания.
	Для минимизации электромагнитных по-
	мех каскад ККМ переключается по нарас-

	Выпрямитель
EMI-	L1
фильтр	R1	COUT
	CIN	VOUT = 400 В (DC)
	T1
VIN = 85…265 В (AC)	R2
	RSense
	R3

	ISENSE	GATE GND	VSENSE
Дополнительное	VCC	ICE1PCS01
питание
	ICOMP	FREQ	VCOMP
	C1		R4
		RFREQ	C2	C3

Рис. 3.120. Каскад ККМ на базе ICE1PCS01, работающий в режиме непрерывного тока.

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 147 из 589 (September 3, 2010, 15:12)

3.7.Источники питания и устройства электропривода 147

3.7.6.Электроприводы — регулирование ния, для изменения скорости вращения

скорости вращения и силовая электроника

Силовая электроника является связующим звеном между генерированием электроэнергии и её использованием. При питании электроприводов постоянного тока и трёхфазных электроприводов переменного тока от любого источника сетевого напряжения важное значение имеет техника управления. В данном случае, применяемые в преобразователе силовые полупроводниковые приборы, например диоды и IGBT, используются для того, чтобы непрерывно регулировать токи и напряжения. Из фиксированного напряжения питания сети переменного тока на выходе преобразователей генерируется система переменных напряжений, оптимизированных для электропривода.

Исторически, разработка схем преобразователей началась с появлением ртутно-ва- куумных выпрямителей. Селеновые выпрямители позволили изготавливать электроприводы меньшей мощности. В результате непрерывного совершенствования полупроводниковых приборов появилась возможность разрабатывать ещё более компактные, дешёвые и эффективные решения. Современные концепции управления электроприводами заключаются в использовании модулей, объединяющих цифровые схемы и силовые полупроводниковые приборы, а также корпусных дискретных приборов.

Области применения инверторов

Разработка инверторов позволила питать любой электродвигатель от любой сети электропитания. Инверторы используются в широком диапазоне мощностей, от приводов для стиральных машин до тяговых электроприводов локомотивов. На сегодняшний день обычно в качестве ключей и вентилей для устройств такого типа используются IGBT с встречно-параллельными (обратными) диодами, как в виде дискретных приборов для устройств малой мощности, так и в виде модулей для устройств большой мощности. Однако принцип действия этих электроприводов всегда остаётся одним и тем же и будет кратко рассмотрен далее.

В отличие от двигателей постоянного тока, у которых скорость вращения может регулироваться путём изменения напряже-

двигателей переменного тока необходимо изменять частоту тока.

Синхронная скорость вращения прямо пропорциональна угловой частоте # напряжения питания и обратно пропорциональна числу пар полюсов p и может быть рассчитана по формуле:

	nd =		ω	.
		2	π p

При p = 1 мы имеем дело с двухполюсным двигателем. Однако число пар полюсов может быть больше, что уменьшает скорость вращения.

Для управления скоростью вращения электродвигателя следует изменять частоту тока статора. Для этой цели используются преобразователи частоты на основе инверторов.

1	T1
2 VDC
	L		R
1		VL1	iL1
2 VDC	T6

Рис. 3.121. Одна фаза преобразователя.

	T1	T3	T5
1
2VDC
1	T2	T4	T6
2VDC

Рис. 3.122. Трёхфазный преобразователь.

На Рис. 3.121 представлена одна фаза преобразователя частоты, без входного выпрямителя, формирующего из сетевого напряжения промежуточное постоянное напряжение (напряжение звена постоянного тока). Три подобных звена образуют типичный преобразователь для трёхфазного двигателя, как показано на Рис. 3.122. Ключи T1…T6 — это IGBT с обратными диодами.

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 148 из 589 (September 3, 2010, 15:12)

148 3. Силовые полупроводниковые приборы

Теперь поясним принцип действия дан-

IGBT. В

преобразовательном устройстве

ного

преобразователя

при

помощи

помимо ключа требуется вентиль, подклю-

Рис. 3.123 и 3.124.

чённый встречно-параллельно с ключом

(обратный диод).

Среднее значение выходного импульсного напряжения

Для увеличения КПД и плотности мощ-

Ток iL1

Выходное импульсное

ности

постоянно

разрабатываются новые

+

1

напряжение VL1

технологии. Один из подходов заключается

2 VDC

в улучшении схемотехники или оптимиза-

ции техники переключения, другой — в

разработке новых полупроводниковых при-

ωt

боров. Как производитель полупроводни-

ков, компания Infineon Technologies кон-

центрируется на втором подходе, а как тех-

–

1

нологический лидер в области производ-

ства IGBT — предлагает новые решения для

2 VDC

Частота

использования в инверторах.

напряжения

на нагрузке [Гц]

10

20

30

40

50

60

3.7.7. Низковольтные силовые

Рис. 3.123. ШИМ, частота 20 Гц.

транзисторы OptiMOS™

Поскольку за последние несколько лет

Среднее значение выходного импульсного напряжения

увеличилось

многообразие

электронных

Выходное импульсное

устройств, возросла и потребность в специ-

+

1

Ток iL1

напряжение VL1

ально спроектированных источниках пита-

ния. Современные поколения процессоров

2 VDC

выдвигают ещё более жёсткие требования в

отношении стабильности напряжения пи-

ωt

тания, в то время как потребление тока не-

прерывно растёт. Портативные устройства,

например мобильные телефоны, карман-

1

ные компьютеры и КПК, должны исполь-

–

зовать заряд батареи при минимально воз-

2 VDC

Частота

можных потерях, чтобы обеспечить дли-

напряжения

тельное время работы данных устройств в

на нагрузке [Гц]

10

20

30

40

50

60

активном режиме и в режиме ожидания.

Рис. 3.124. ШИМ, частота 60 Гц.

В автомобильной промышленности элект-

ронная революция только началась. Меха-

Для преобразования выпрямленного на-

нические

и

гидравлические

системы всё

больше заменяются на электромеханичес-

пряжения VDC при

управлении ключами

кие, что позволяет повысить безопасность и

преобразователя

используется

широтно-

удобство, а также снизить расход топлива.

импульсная модуляция (ШИМ). После ин-

Во всех этих системах требуется такое уп-

тегрирования получается

синусоидальное

равление

питанием, которое

невозможно

напряжение с частотой, которая может за-

реализовать без использования низковоль-

даваться ШИМ-сигналом. Активно-индук-

тных ключей.

тивная нагрузка, которой является электро-

В отличие от биполярных транзисторов,

двигатель, действует как интегратор для то-

в которых, в соответствии с названием, в

ка и, таким образом, создаёт ток синусои-

формировании тока участвуют оба типа но-

дальной формы, сдвинутый по фазе отно-

сителей заряда, в MOSFET ток обеспечива-

сительно напряжения.

ется

только

основными

носителями:

в

На Рис. 3.125 представлены схемы заме-

MOSFET с n-каналом — электронами, а в

щения по интервалам проводимости и пути

MOSFET с p-каналом — дырками. Это при-

протекания тока для одной фазы преобра-

водит

к

двум

важным

преимуществам

зователя. Из-за наличия сдвига фаз между

MOSFET:

током и напряжением всегда необходим

путь

обратного

протекания

тока

через

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 149 из 589 (September 3, 2010, 15:12)

3.7. Источники питания и устройства электропривода 149

	T1 — вкл, T2 — выкл
1
2 VDC	T1
	L	R
		iL1
	T2	VL1
	T1 — выкл, T2 — вкл

		T1
			L	R
1	VDC	T		VL1
2			2
				iL1

			T1 — выкл, T2 — выкл
			T1
				L	R
	1	VDC	T	VL1
	2			2	iL1

	T1 — выкл, T2 — выкл
1
2 VDC	T1
	L	R
	VL1	iL1
	T2

Рис. 3.125. Эквивалентные схемы замещения по интервалам проводимости и пути протекания тока для одной фазы инвертора.

1.Падение напряжения сток — исток для низковольтных MOSFET меньше, чем можно получить у биполярных транзисторов, находящихся в режиме насыщения. В частности, при малых напряжениях и высоких токах источника питания это позволяет значительно снизить потери.

2.Как униполярный прибор, MOSFET не имеет накопленного заряда в проводящем состоянии. Таким образом, остаточный (хвостовой) ток, который обычно возникает в биполярных транзисторах при выключении, будет невелик. Следовательно, сверхбыстрое время переключения и значительно меньшие потери при переключении делают MOSFET идеальным силовым ключом для импульсных устройств, например для источников питания и блоков управления электродвигателями.

Проводимость MOSFET

Наиболее важным параметром данного прибора является сопротивление в открытом состоянии. Оно определяется как сумма всех резистивных элементов в структуре MOSFET. Отдельные составляющие этого сопротивления для планарного MOSFET представлены на Рис. 3.126. Изолированный затвор и исток планарной структуры расположены в верхней части кристалла, а подложка является стоком. Для низковольтных транзисторов наибольший вклад в полное сопротивление транзистора вносят сопротивление канала Rchannel (примерно 30%), сопротивление внутреннего полевого транзистора с управляющим переходом, образующимся между двумя карманами p-ти- па RJFET (примерно 25%) и сопротивление зоны дрейфа Repi (примерно 30%). Последнее определяется пробивным напряжением транзистора. С ростом напряжения пробоя

возрастает поверхностное сопротивление, которое пропорционально Vbr2.5…2.6. Эти три

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 150 из 589 (September 3, 2010, 15:12)

150 3. Силовые полупроводниковые приборы

сопротивления составляют примерно 80%

меньших размерах ячеек сближаются также

от полного сопротивления. Как следствие,

карманы p-типа, увеличивая составляющую

новые технологические разработки, осно-

сопротивления RJFET, и характеристики

ванные на ячеистой структуре транзистора,

планарной структуры приближаются к сво-

направлены на уменьшение данных трёх

им пределам.

составляющих.

Вскоре появится необходимость в поис-

ке новых типов ячеек. По аналогии с введе-

нием в силовой электронике вертикальной

Планарная структура

структуры MOSFET вместо горизонталь-

Исток

Затвор

ной, появились ключи с вертикальным за-

твором (транзисторы, изготавливаемые по

Trench-технологии).

Данные

структуры

Rs

Rs

имеют три важных преимущества:

n+

Rn+

Rch

Rch

Rn+

p

1. В зависимости от типа структуры состав-

RJFET

ляющая сопротивления RJFET может

REpl

n–

быть исключена. Области с p-проводи-

мостью больше не изготавливаются в ви-

де карманов, которые в стандартной

n+

структуре расположены под поверхнос-

тью. Области p-типа теперь разделены

Сток

канавками, на боковой поверхности ко-

торых изготовлен вертикальный канал.

Рис. 3.126. Ячейка MOSFET с вертикальной

Как следствие, прямое падение напря-

жения больше не связано с путём проте-

структурой.

кания тока между соседними p-областя-

Сопротивление канала прямо пропорци-

ми, и движение носителей заряда к стоку

будет беспрепятственным.

онально длине канала и обратно пропорци-

2. Из-за вертикального строения канала его

онально его ширине.

длина больше не накладывает никаких

Из-за

расширения области простран-

ограничений на расстояние между ячей-

ственного

заряда

в карман

p-типа канал

ками. Это позволяет значительно увели-

нельзя сделать слишком коротким, не ока-

чить ширину канала. На сегодняшний

зывая существенного влияния на пробив-

день минимальный размер ячейки опре-

ные характеристики и пороговое напряже-

деляется только доступной технологией

ние транзистора. С другой стороны, можно

фотолитографии и точностью процесса

значительно увеличить ширину канала за

изготовления канавок.

счёт более плотного расположения элемен-

3. В планарной структуре изгибы в карма-

тов. Стремительное развитие фотолитогра-

нах p-типа приводят к появлению нерав-

фии сделало возможным

изготовление

номерности поля. Это означает, что сте-

структур меньших размеров. Развитие про-

пень

легирования в зоне

дрейфа не

цессов интеграции в силовой электронике в

должна быть слишком высокой. Смеж-

последние годы может и отстаёт от высокой

ные области p-типа в структуре с канав-

степени интеграции в цифровой микро-

ками

снижают неравномерность, а за

электронике, но несколько лет назад техно-

счёт

увеличения

степени легирования

логии изготовления силовых электронных

осуществляется дальнейшее

улучшение

приборов преодолели субмикронный барь-

характеристик транзистора.

ер. За последние несколько лет, используя

Для

структуры ячейки, показанной на

более узкие

структуры ячеек, появилась

Рис. 3.127, очевидным является исключе-

возможность существенно увеличить ши-

ние из структуры JFET-транзистора, и это

рину канала на единицу площади и, таким

создаёт огромный потенциал для увеличе-

образом,

значительно уменьшить сопро-

ния ширины канала. Затвор такой структу-

тивление канала, которое обратно пропор-

ры расположен в канавке, канал проходит

ционально ширине канала. В современных

перпендикулярно поверхности

кристалла.

разработках достигается значение ширины

В результате, за последние несколько лет

канала примерно

1 м/мм2.

Однако при

удалось добиться значительного снижения

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 151 из 589 (September 3, 2010, 15:12)

3.7. Источники питания и устройства электропривода 151

удельного сопротивления силовых MOSFET в открытом состоянии на единицу площади.

Trench-структура

Исток Затвор

	n+
Rch	p

n–

REpi

n+

Сток

Рис. 3.127. Ячейка MOSFET с вертикальным каналом.

Характеристики переключения MOSFET

Второе важное отличие между MOSFET и биполярными транзисторами — это сверхмалая мощность управления изолированным затвором. Для того чтобы поддерживать биполярный транзистор в проводящем состоянии, постоянно должен протекать ток базы, который, в случае силовых транзисторов, достаточно велик и может составлять значительную долю от общего тока. А для включения MOSFET к его затвору достаточно приложить напряжение, превышающее пороговое значение. Потери, возникающие во время переключения, связаны исключительно с изменением заряда ёмкостей.

Вне зависимости от типа структуры, горизонтальной или вертикальной, MOSFET может быть с достаточной точностью охарактеризован тремя ёмкостями. Ёмкость сток — исток определяется ёмкостью p-n- перехода между истоком и стоком. Ёмкость затвор — исток, с одной стороны, формируется перекрытием электрода затвора с n+- областью вывода истока и p-карманом, соединённым с истоком, а также, в значительно меньшей степени, перекрытием металлизации истока с затвором. Наконец, ёмкость затвор — сток, также называемая ёмкостью Миллера, состоит из двух ёмкостей,

соединённых последовательно: так называемой оксидной ёмкости между затвором и n–-зоной с оксидом, выполняющим роль диэлектрика, и ёмкости зоны пространственного заряда, которая образуется при приложении отрицательного напряжения между затвором и стоком. Таким образом, ёмкость затвор — сток сильно зависит от приложенного к транзистору напряжения и может изменяться на несколько порядков в диапазоне его рабочих напряжений. В спецификациях эти ёмкости часто задаются

как входная ёмкость (CISS), выходная ёмкость (COSS) и ёмкость обратной передачи

(CRSS), но данные ёмкости также могут быть с лёгкостью рассчитаны из ёмкостей транзистора. Типичная зависимость ёмкостей от напряжения сток — исток представлена на Рис. 3.128. Из рисунка видно, что зависимость ёмкости затвор — сток имеет сильно выраженный нелинейный характер.

10000

CISS = CGS + CGD

COSS = CGD + CDS

[пФ] CRSS = CGD

С

1000

100

0

5

10

15

20

25

VDS [В]

Рис. 3.128. Зависимость ёмкостей MOSFET от приложенного напряжения сток — исток.

Для включения MOSFET, к затвору n- канального транзистора следует приложить положительное напряжение. Процесс коммутации индуктивной нагрузки при наличии обратного диода может быть разделён на интервалы (см. Рис. 3.129, а). Сначала происходит заряд ёмкости затвор — исток до порогового напряжения. В течение данного интервала транзистор остаётся закрытым. Этот интервал называется временем задержки, и он определяет время реакции транзистора. При превышении порогового напряжения формируется токопроводящий канал, и начинает протекать ток стока. Дальнейшему увеличению тока затвора будет препятствовать ёмкость Миллера, CGD.