Шумахер У. Полупроводниковая электроника

	INFSEMI_2-Text.fm, стр. 152 из 589 (September 3, 2010, 15:12)
	152 3. Силовые полупроводниковые приборы
	ID				10
	VGS			ID		VDD = 15 В
					9
	VDS
				VGS	8	ID = 40 A
				[В]	7
					6
				GS	5
				V	4
					3				OptiMOS-2
					2
	VGS(th)								OptiMOS
					1
				VDS	0
					0	10	20	30	40	50	60	70
	QG(th)	QSW	QG	t, Q
								QG [нКл]
	QGS	QGD
		а)						б)

Рис. 3.129. Характеристики MOSFET: а — процесс включения MOSFET для индуктивной нагрузки при наличии цепи обратного тока; б — кривая нарастания заряда затвора для транзисторов

с одним и тем же Ron, изготовленных по технологиям OptiMOS и OptiMOS-2.

Заряд затвора, передаваемый драйвером, должен быть достаточен для заряда ёмкостей, и он определяет потери в схеме управления. Только после полного заряда ёмкости Миллера транзистор перейдёт в открытое состояние из-за уменьшения зоны пространственного заряда, а его прямое сопротивление и ток нагрузки будут определять падение напряжения на транзисторе.

На Рис. 3.129, б представлена зависимость напряжения на затворе от заряда затвора для двух транзисторов, изготовленных по технологиям OptiMOS и OptiMOS-2. Как видно из рисунка, появилась возможность уменьшения длительности интервала, обусловленного ёмкостью Миллера, а с ней и ёмкости затвор — сток, более чем на 50%. Из этой диаграммы достаточно легко определить, насколько велики соотношения ёмкостей или зарядов. Ёмкость затвор — исток является основным параметром, определяющим наклон этой характеристики в точке Qg = 0. Величина заряда Миллера может быть определена по длине «полки». И наконец, ёмкость затвор — исток и ёмкость оксидного слоя определяют наклон кривой на третьем участке.

Сегодня современные DC/DC-преобра- зователи для источников питания микропроцессоров работают на частотах в несколько сотен кГц. Поэтому необходимым условием для поддержания в допустимых пределах потерь на переключение и потерь на управление, а также, как следствие, и размеров петли обратной связи, является получение наименьшей возможной ёмкос-

ти Миллера. Таким образом, основной задачей при разработке технологии OptiMOS-2 было максимально возможное уменьшение влияния ёмкости Миллера, что позволило создать идеальный компонент, предназначенный для подобных приложений.

Таким образом, при использовании структур с вертикальным каналом и увеличении удельной ширины канала можно уменьшить удельное прямое сопротивление на единицу площади. Однако изначально за это приходится платить увеличением удельной ёмкости. Из-за большей ширины канала возрастает площадь перекрытия области затвора и n+-области истока, что приводит к увеличению ёмкости затвор — исток. Ёмкость затвор — сток также возрастает из-за большей ширины канала и более плотного расположения ячеек. Однако это явление можно скомпенсировать, если ограничить область перекрытия затвора и стока дном канала. Из-за наличия планарного p-n-пе- рехода, для транзистора с такой же площадью поверхности снижается только ёмкость исток — сток.

Следовательно, при разработке низковольтных силовых MOSFET необходимо найти компромисс между удельным сопротивлением Ron A и удельным зарядом затвора Qg/A, который должен поддерживаться на минимальном уровне. Если определить критерий качества (FOM) как

FOM = (Ron A)/(Qg/A),

тогда мы получим параметр, не зависящий от размера ячейки, а связанный с техноло-

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 153 из 589 (September 3, 2010, 15:13)

3.7. Источники питания и устройства электропривода 153

гией изготовления транзистора. На Рис. 3.130 показаны результаты расчёта модели Ron A и FOM для различных размеров ячейки.

]	15			200
2
·A[мОм·мм	14	Ron×A		180	[мОм·нКл]
	13			160
		FOM
	12			140
on	11			120	FOM
R	10			100
	1	1.5	2	2.5
		Размер ячейки [мкм]

Рис. 3.130. Зависимость удельного сопротивления на единицу площади Ron A и критерия качества FOM от размера ячейки.

В зависимости от требований, предъявляемых устройствами, технология может быть оптимизирована по значению Ron A (потери на проводимость) или по FOM (потери на проводимость и потери на переключение).

Заряд, накапливаемый в MOSFET (заряд обратного восстановления)

В наиболее распространенном типе DC/DC-преобразователей — понижающих преобразователях — в качестве элемента цепи обратного тока используется обратный

диод MOSFET. При этом транзистор ведёт себя как биполярный компонент, и ток через него определяется как основными, так и неосновными носителями заряда. Если поменять полярность приложенного напряжения, чтобы запереть транзистор, то сначала должен рассеяться заряд, накопленный в транзисторе, — так называемый заряд обратного восстановления. Это приводит к дополнительным потерям из-за бросков тока, которые представляют опасность для схемы. Таким образом, малый заряд обратного восстановления является третьей важной характеристикой современных низковольтных транзисторов.

На Рис. 3.131, а представлена схема для измерения заряда обратного восстановления. В 1-й фазе, когда нижний транзистор (ключ) открыт, ток в индуктивности нарастает линейно. В фазе 2, после отключения транзистора, ток протекает в верхней демпферной цепи через диод испытуемого транзистора. В фазе 3 снова включается нижний транзистор. Ток переходит из демпферной цепи в цепь нагрузки. При этом полярность приложенного к верхнему транзистору напряжения меняется (транзистор переходит из режима обратного диода в режим отсечки), и заряд обратного восстановления должен рассеяться через нижний транзистор, в дополнение к протекающему через него току нагрузки.

Исследуемый
прибор
2.	L
	1., 3.
Rgate	VDD
Ключ
Vgate
GND
а)

	60				Qrr
					Qoss
	55
[А]						IPB05N03LA
	50					IPB05N03L
D						Огибающая
I						Огибающая
	45
				ID = 50 А
				di/dt = 500 А/мкс
	40
	0.05	0.1	0.15	0.2	0.25	0.3
			t [мкс]

б)

Рис. 3.131. Заряд обратного восстановления: а — испытательная схема для измерения заряда обратного восстановления; б — типичные значения заряда обратного восстановления для технологий OptiMOS и OptiMOS-2.

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 154 из 589 (September 3, 2010, 15:13)

154 3. Силовые полупроводниковые приборы

На Рис. 3.131, б представлены типичные

нии. Ток в цепи нарастает по закону, опре-

осциллограммы тока для транзисторов се-

деляемому индуктивностью L и напряже-

мейств OptiMOS и OptiMOS-2 при скоро-

нием источника питания Vdd. Если теперь

сти нарастания тока 500 А/мкс. Заряд об-

выключить транзистор, то благодаря индук-

ратного восстановления для этих транзис-

тивности в цепи будет продолжать течь ток.

торов настолько мал, что возникают лишь

Напряжение на транзисторе будет возрас-

небольшие броски токов. Колебания воз-

тать до тех пор, пока не достигнет значения

никают из-за резонанса выходной ёмкости

напряжения пробоя, после чего ток потечёт

(COSS) с индуктивностью испытательной

через внутренний диод транзистора. На

схемы. Для того чтобы определить заряд об-

Рис. 3.132, б представлены две фазы работы

ратного восстановления, следует вычесть

транзистора при испытаниях на лавинный

площади кривых, показанных на неболь-

пробой. В фазе 1 энергия накапливается в

шой поясняющей диаграмме. Оставшаяся

индуктивности, а при пробое, в фазе 2, на-

площадь соответствует заряду

обратного

копленная в индуктивности энергия долж-

восстановления Qrr. Для технологии

на быть поглощена транзистором.

OptiMOS-2 типичные значения этого заря-

Для простой схемы испытаний можно с

да не превышают 10 нКл.

лёгкостью рассчитать длительность лавин-

Стойкость MOSFET к лавинному

ного

пробоя,

зная

напряжение

пробоя

транзистора, индуктивность и ток в цепи:

пробою

di

L I as

В экстремальных рабочих условиях мо-

Vbr =VDD

− L

tav

=

.

жет начаться лавинный пробой транзисто-

dt

Vbr −VDD

Длительность лавинного пробоя пропор-

ра. Помимо отключения схемы предохра-

нителем или цепью защиты, это не должно

циональна индуктивности и току в цепи и

привести к повреждению транзистора. Поэ-

обратно пропорциональна падению напря-

тому в спецификации на транзистор указы-

жения на катушке индуктивности. В част-

вается значение энергии лавинного пробоя,

ности, в диапазоне низких напряжений ма-

т.е. количество энергии, которое может вы-

лая разница между напряжением пробоя и

держать транзистор при пробое, — при этом

напряжением источника питания приводит

транзистор ведёт себя как стабилитрон.

к увеличению длительности лавинного про-

Схема испытаний для определения стой-

боя. Накапливаемая в приборе энергия вы-

кости транзистора к лавинному пробою

ражается следующим образом:

представлена на Рис. 3.132, а. Изначально

= 1 Vbr I as tav

= 1 L I as2

Vbr

.

транзистор находится в открытом состоя-

Eas

2

2

V

br

−V

DD

V

I

L

V(BR)DSS

VDS

VGS

Idd

(исследуемый

прибор)

Драйвер

IAV

ID

Rg

Исследуемый

Vdd

прибор

tAV

Время

Фаза 1

Фаза 2

а)

б)

Рис. 3.132. Испытания на лавинный пробой: а — установка для испытания MOSFET на лавинный пробой; б — диаграммы тока и напряжения при испытаниях на лавинный пробой.

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 155 из 589 (September 3, 2010, 15:13)

3.7.Источники питания и устройства электропривода 155

Всовременных силовых MOSFET следутуры. Когда число носителей заряда, обра-

ет предпринимать соответствующие технологические меры, чтобы не допустить появления паразитного n-p-n-транзистора, формирующегося в открытом состоянии между истоком, каналом и зоной дрейфа. Допустим, что стойкость к лавинному пробою ограничена только ростом температуры прибора. При таком допущении можно получить некоторые фундаментальные зависимости из уравнения для теплопроводности. Рассмотрим выражение для средней мощности потерь, рассеиваемых в транзисторе:

P av = 12 Vbr I as .

Тепловое сопротивление для заданной длительности импульса пробоя tav определяется свойствами материала и для кремния с активной площадью кристалла Aactive равно:

Z th (D = 0;tav )= 2 K tav ,

где

K = f (свойства кремния).

Aactive

Из этих выражений получим формулу для превышения температуры над начальной температурой T0:

Tj =Tj −T0 = Z th P av = K Vbr I as tav .

Собственная проводимость кремния экспоненциально растёт с ростом темпера-

зующихся в результате тепловой ионизации, в конечном итоге достигает того же порядка, что и фоновый заряд, прибор теряет свои блокирующие способности и разрушается. Разрушение прибора всегда начинается при определённой температуре кристалла:

Tj,разр = const .

Отсюда получаем следующие соотношения для лавинного тока и энергии лавинного пробоя:

≈ ( − ) −1/2 I as Aactive Tj T0 tav ,

Eas ≈ Aactive (Tj −T0 ) tav1/2,

Eas ≈ Aactive2 (Tj −T0 )2 I av−1

Если построить график зависимости токов, при которых происходит разрушение, от начальной температуры T0 для различных значений индуктивности или, например, длительности импульса пробоя, то можно подтвердить сделанные для модели допущения (см. Рис. 3.133, а). Из этого графика найдём температуру разрушения, равную +380°C, очень близкую к собственной температуре кремния. Таким образом, стойкость к лавинному пробою ограничена только способностью прибора выдерживать тепловые нагрузки.

Ias1.5 [А1.5]

800	Наклон			0.1 мГн
700
	~ Aакт.·L-1/2			0.3 мГн
600				1 мГн
500				3 мГн
400			Tj, разр.
300
200
100
0
0	100	200	300	400
		Т0 [°С]

а)

	1000					25°C
			Наклон ~ tav		-1/2
						125°C
						175°C
[А]		100
as
I
		10
		1	10	100	1000	10000
				tav [мкс]

б)

Рис. 3.133. Характеристики лавинного тока: а — зависимость максимального лавинного тока от индуктивности и от начальной температуры T0 (все линии пересекаются при температуре разрушения прибора Tj, разр.); б — зависимость лавинного тока от длительности процесса лавинного пробоя при различных температурах.

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 156 из 589 (September 3, 2010, 15:13)

156 3. Силовые полупроводниковые приборы

Заключение

стоянии

данным

транзисторам требуется

Наряду

со стремительным

развитием

базовый ток, который всего на один или два

порядка меньше тока нагрузки, что сильно

микропроцессоров и памяти в последние

усложняет управление ими. Кроме того, от-

годы, в области силовых полупроводнико-

носительно большой

разброс

параметров

вых приборов также произошла революция.

ограничивает

область

применения

этих

Она была вызвана появлением инноваци-

приборов блоками строчной развертки те-

онных концепций использования ячеек и

левизоров и энергосберегающими лампами.

доступностью фотолитографии

высокого

Совмещение принципа действия бипо-

разрешения

для

изготовления

структур

лярного транзистора и нулевой мощности

меньшего размера. Современные низко-

управления привело к появлению биполяр-

вольтные MOSFET отличаются сверхниз-

ных транзисторов с изолированным затво-

ким сопротивлением в открытом состоя-

ром или, сокращенно, БТИЗ, но чаще при-

нии, низкими потерями на переключение и

меняется англоязычное IGBT (Insulated-

низким зарядом затвора, а также высокой

Gate Bipolar Transistor). В данных транзис-

стойкостью в экстремальных режимах рабо-

торах вместо управляемого кармана p-типа

ты. Оптимальное соотношение между от-

(базы)

электронный

ток

коммутируется

дельными параметрами определяется при-

продольным или вертикальным МОП-ка-

ложением, а в дальнейшем эта тенденция

налом. Электронный ток приводит к ин-

только усилится. Таким образом, в будущем

жекции дырок из области смещённого в

разработка заказных технологий с узко спе-

прямом направлении p-n-перехода на об-

циализированными характеристиками ста-

ратной

стороне прибора. Это позволяет

нет ещё более важной.

увеличить низкую проводимость области с

3.7.8. Высоковольтные транзисторы

обычной степенью легирования в открытом

состоянии на

несколько

порядков

путём

CoolMOS™

инжекции электронно-дырочной плазмы.

Структуры высоковольтных ключей

При выключении

прибора

проводящая

и принцип компенсации

плазма должна быть выведена из проводя-

Требования, предъявляемые к высоко-

щей зоны, что неминуемо приведёт к появ-

лению тепловых потерь при выключении,

вольтным ключам, заключаются в том, что

поскольку при нарастании напряжения на

они должны сочетать превосходные блоки-

транзисторе продолжает протекать ток сто-

рующие характеристики и очень хорошие

ка, или хвостовой ток.

параметры в открытом состоянии. Кроме

На сегодняшний день IGBT имеют ши-

того, они должны быть простыми в управ-

рокое применение, начиная от управления

лении, быстродействующими, устойчивы-

электродвигателями любого типа до им-

ми к перегрузкам и, конечно же, дешёвыми.

пульсных источников питания. На средних

Если не учитывать механические реле (срок

и высоких частотах из-за наличия заряда

службы которых составляет несколько се-

обратного восстановления потери на вы-

кунд при частоте коммутации 75 кГц), то

ключение IGBT превосходят потери в про-

остаются только полупроводниковые при-

водящем состоянии, когда транзистор от-

боры. Здесь требования в отношении высо-

крыт.

кого напряжения пробоя приводят к низ-

Таким образом, в данном диапазоне час-

кой степени легирования и относительно

тот применяются униполярные ключи, т.е.

большой ширине слоя, к которому прикла-

силовые полупроводниковые

приборы, в

дывается напряжение. Но желание полу-

которых ток создаётся только одним типом

чить хорошие параметры в открытом состо-

носителей заряда. Основным представите-

янии требует использования высокой сте-

лем этой группы приборов является разра-

пени легирования и малой толщины актив-

ботанный в 1970 году традиционный сило-

ного слоя. Это противоречие впервые было

вой MOSFET. Как и в IGBT, электронный

решено в

высоковольтных биполярных

ток управляется продольным или верти-

транзисторах, в которых низко легирован-

кальным МОП-каналом, и в силовых тран-

ный активный слой в проводящем состоя-

зисторах ток обычно протекает вертикаль-

нии заполнялся

сверхпроводящей элект-

но, через слой, к которому приложено на-

ронно-дырочной плазмой. В открытом со-	пряжение, к расположенному на обратной

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 157 из 589 (September 3, 2010, 15:13)

3.7. Источники питания и устройства электропривода 157

стороне прибора выводу стока. Как следствие, для получения хороших блокирующих характеристик степень легирования данного слоя должна быть мала. Поскольку в открытом состоянии нет инжекции дополнительных носителей заряда, данная структура обладает очень высоким сопротивлением на единицу площади, которое нелинейно

возрастает с ростом напряжения (пропорционально ~V 2.5…2.6). Этот серьёзный недо-

статок привёл к стремлению обходиться минимально возможным напряжением пробоя, например 450 В для американских сетей переменного тока или 500 В для сетей переменного тока с напряжением 230 В. Для MOSFET введён критерий качества (FOM) — сопротивление на единицу площади Ron A. Данный параметр определяет сопротивление в открытом состоянии, которое можно получить при площади 1 мм2 для заданного напряжения пробоя.

Дальнейшее совершенствование структуры в 80-х и 90-х годах прошлого века не позволяло избавиться от данного недостатка. В частности, предпринимались попытки изменить профиль легирования, уровень которого становился выше и имел б=ольшую глубину, использовать меньший размер ячеек с увеличенной степенью легирования пространства между ними, использовать более плоские карманы p-типа или использовать комбинацию всех этих решений. В лучшем случае путём изменения профиля легирования удавалось достичь предельного значения для кремния, полученного при решении двумерной оптимизационной задачи нахождения максимальной проводимости при максимальном блокирующем напряжении. На Рис. 3.134 представлены соответствующие методы.

В зависимости от типа импульсных источников питания и предъявляемых к ним требований области применения IGBT и MOSFET перекрываются, поэтому многие производители включают оба типа приборов в ассортимент своей продукции.

Таким образом, обе структуры высоковольтных приборов достигли пределов своих возможностей, что препятствует доведению их до идеальных ключей: заряд обратного восстановления IGBT не позволяет произвести быстрое переключение, высокое сопротивление MOSFET в открытом состоянии, определяемое предельным собственным сопротивлением кремния, яв-

S

G

S

G

S G

n

n

p

p

p

Уменьшенная

n–epi

высота ячейки

Двухуровневый

–

эпитаксиальный слой n

n+sub

n+sub

n+sub

D

D

D

1978 год

1988 год

2001 год

MOSFET

MOSFET

MOSFET

первого

второго

третьего

поколения

поколения

поколения

Рис. 3.134. Развитие традиционных MOSFET.

ляется основным препятствием для получения малых потерь при протекании тока.

Отсюда следует, что улучшения характеристик высоковольтных ключей нельзя добиться при помощи эволюции, это возможно только путём внедрения новых принципов. В данном случае инжекция биполярных носителей заряда не выглядит идеальным решением. С другой стороны, в открытом состоянии требуется большое количество носителей заряда, а в закрытом — малое. Революционное решение данной проблемы в некоторой степени состоит в пространственном разделении двух типов носителей заряда внутри одного прибора, чтобы в закрытом состоянии их суммарный заряд практически равнялся нулю, а в открытом не снижалась степень легирования одним из типов носителей заряда, создающих электронный ток. Это позволяет с лёгкостью преодолеть ограничения, накладываемые использованием кремния, поскольку для стандартного MOSFET больше не будет существовать ограничений, заключающихся в том, что один профиль легирования должен быть оптимизирован как по сопротивлению в открытом состоянии, так и по напряжению пробоя. Такая идея называется принципом компенсации (из-за эффекта уравновешивания зарядов p- и n-об- ластей), который уже был известен для транзисторов с горизонтальной структурой, но его применение в транзисторах с вертикальной структурой долгое время считалась невозможным. Первый успешный опыт применения данного принципа в промышленном изделии был осуществлён компанией Infineon Technologies, выпустившей

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 158 из 589 (September 3, 2010, 15:13)

158 3. Силовые полупроводниковые приборы

транзистор под зарегистрированной торговой маркой CoolMOS™. На Рис 3.135 приведены этапы разработки данного прибора.

S

G

D

A

K

S

G

n

n

p

p

p

nepi

p–sub

p–sub

n+sub

D

1972 год

1988 год

1998 год

Принцип

Множественная

Технология

компенсации:

компенсация:

CoolMOS™:

один

более двух

более 100 000

p-n-переход

p-n-переходов

p-n-переходов

Рис. 3.135. Этапы развития на пути к компенсационному прибору.

Новый тип структуры транзисторов CoolMOS позволяет значительно уменьшить сопротивление в открытом состоянии, поскольку теперь степень легирования проводящих n-областей не влияет на напряжение пробоя: при увеличении блокирующего напряжения прибора только область, к которой прикладывается напряжение, должна иметь б=ольшую толщину и соответственно более глубокие p-области.

Больше не требуется снижения степени легирования. Это проявляется в том, что зависимость сопротивления в открытом состоянии от напряжения пробоя, которая для традиционных MOSFET имеет нелинейный характер, становиться линейной. На Рис. 3.136 представлены зависимости сопротивления на единицу площади от напряжения пробоя для транзисторов семейства CoolMOS, для обычных транзисторов

идля конкурирующих технологий. На этом графике кривая с надписью «Кобаяши» (Kobayashi) относится к результатам, полученным группой японских исследователей

иопубликованным в 2001 году на конференции ISPSD, а кривая с надписью «Лучшая серийная продукция» относится к приборам конкурирующих фирм, имеющимся в свободной продаже.

12

10

]
2	8
[Ом·мм
	6
DS(on)	4
R
	2
	0
	400	500	600	700	800	900
			Напряжение пробоя [В]

CoolMOS™

Предельная характеристика для кремния Kobayashi

Лучшая серийная продукция

Рис. 3.136. Зависимость Ron A от напряжения пробоя для транзисторов CoolMOS™ в сравнении с конкурентами и предельной характеристикой для кремния.

При номинальном напряжении 600 В сопротивление транзисторов, изготовленных по технологии CoolMOS™, в 3 раза меньше, чем сопротивление наилучших традиционных MOSFET, находящихся в свободной продаже. Это означает, что при заданной площади или типе корпуса можно получить меньшее сопротивление в открытом состоянии (например для прибора в корпусе TO220 вместо 600 мОм — 190 мОм), или же при заданном сопротивлении можно использовать корпус меньшего размера. Уменьшение размеров является важным преимуществом, в частности, для устройств с высокими плотностями мощности.

Задача использования технологии CoolMOS™ заключается в изготовлении структур из плотно расположенных областей p-типа, которые проникают внутрь активной зоны и осуществляют управление полным зарядом в областях p- и n-типов соответственно. Такое управление зарядом напрямую влияет на напряжение пробоя прибора и на сегодняшний день является заданным технологическим фактором, который определяет ограничения, накладываемые на приборы компенсационного типа. Поэтому разработка таких приборов с ещё меньшим сопротивлением в открытом состоянии потребует совместного совершенствования отдельных процессов, используемых при их производстве.

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 159 из 589 (September 3, 2010, 15:13)

3.7. Источники питания и устройства электропривода 159

В настоящее время для изготовления всех промышленно производимых приборов используется метод мультиэпитаксии. На Рис. 3.137 представлена последовательность этапов данного процесса.

p

n–	n–	n–	n–
n+sub	n+sub	n+sub	n+sub

Пластина	Масочная	Повторяющееся	Диффузия
с подложкой	импланта-	наслоение	и
n+-типа и	ция бора	эпитаксиальных	получение
легированный	в основной	слоёв,	ячеек
примесью n–	эпитакси-	легированных	транзис-
основной	альный	примесью n–,	тора
эпитакси-альн	слой	и масочная
ый слой		имплантация
		бора

Рис. 3.137. Этапы изготовления столбчатой структуры компенсационного прибора методом мультиэпитаксии.

Характеристики компенсационных приборов

Отличительной особенностью компенсационных приборов является отсутствие взаимосвязи между напряжением пробоя и сопротивлением в открытом состоянии, которая существует в обычных МОП-транзис- торах. Это достигается путём пространственного разделения p- и n-областей внутри ячейки транзистора. Уровни легирования обеих областей устанавливаются таким образом, чтобы в пределах точности изготовления заряды фактически уравновешивали друг друга — взаимно компенсировались.

Если к прибору приложено блокирующее напряжение, то носители заряда выводятся из граничной зоны p-n-перехода в две легированные области. Вдоль столбчатой структуры формируется область пространственного заряда, создающая поперечно направленное поле. Оно выталкивает носители зарядов в p- и n-столбиках из области дрейфа с обеих сторон. Даже при относительно низких напряжениях (обычно менее 50 В) столбчатая структура полностью очищается от носителей заряда, а область пространственного заряда работает в качестве слоя с квазисобственной проводимостью

(см. Рис. 3.138). Как только вся столбчатая структура освободится от носителей заряда, продолжится увеличение обратного напряжения, сопровождаемое ростом вертикальной составляющей электрического поля в области пространственного заряда и вертикальным расширением области пространственного заряда в оставшуюся область дрейфа. В результате образуется поле, в котором вертикальные и горизонтальные составляющие скомпенсированы. Для получения максимально возможного напряжения пробоя в сочетании с наилучшими характеристиками в открытом состоянии, вертикальная и горизонтальная составляющие поля в идеальном случае должны иметь одну и ту же величину.

S G S S G S

n		n
p+		p+
p	nepi	p
n+sub

n		n
p+		p+
p		p
	nepi
n+sub

D	D
Проводящее состояние	Непроводящее состояние

Рис. 3.138. Проводящее (слева) и непроводящее (справа) состояния компенсационного прибора.

Область пространственного заряда, образующаяся вдоль столбчатой структуры p- и n-областей при приложении обратного напряжения, позволяет получить существенные преимущества не только в закрытом состоянии, но и при включении и выключении. Поскольку p- и n-области полностью очищаются от носителей заряда при относительно низких обратных напряжениях, т.е. в самом начале процесса переключения, то уже через небольшой интервал времени создаётся зона пространственного заряда. Это приводит к сильно нелинейному характеру ёмкости сток — исток CDS или выходной ёмкости COSS, потому что, в отличие от классических MOSFET, с ростом напряжения изменяется не только ширина зоны про-

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 160 из 589 (September 3, 2010, 15:13)

160 3. Силовые полупроводниковые приборы

странственного заряда — площадь поверхности каждой p- и n-области тоже связана с напряжением сток — исток. Как только столбики p- и n-типа освободятся от зарядов при напряжении, примерно равном 50 В, выходная ёмкость снижается до величины, которая, из-за меньшей площади кристалла, очень мала и фактически не зависит от напряжения. Благодаря быстрому расширению зоны пространственного заряда в область столбиков n-типа, ёмкость затвор — сток (CGD), или проходная ёмкость, тоже резко нелинейно изменяется при очень низких напряжениях около 50 В. При использовании компенсационного принципа можно значительно снизить ёмкость затвор — исток (CGS) из-за уменьшения площади по сравнению с традиционными силовыми MOSFET. На Рис. 3.139 представлены сравнительные зависимости ёмкостей транзистора от напряжения сток — исток для обычных MOSFET и транзисторов CoolMOS™, при этом блокирующее напряжение для обоих приборов составляет 600 В.

10000
			Cgs
[пФ]	1000			Традиц. MOSFET
				CoolMOS™
Ёмкость
	100	Cgd			Cds
	10
	0	50	100	150	200	250	300
				VDS [В]

Рис. 3.139. Сравнение ёмкостей транзисторов CoolMOS™ и обычных транзисторов.

В тяжёлых ключевых режимах энергия, запасённая в выходной ёмкости COSS, конечно же, преобразуется в тепло; следовательно, чтобы оптимизировать потери на переключение, обязательно следует учитывать эту запасённую энергию. На Рис. 3.140 представлена зависимость энергии, накапливаемой в ёмкости COSS, от напряжения сток — исток. Из-за относительно сильной зависимости ёмкостей от напряжения (более слабой для транзисторов CoolMOS™), которое обычно составляет от 350 до 420 В, энергия, накапливаемая в выходной ёмкости, уменьшается примерно на 50%.

25

	20	A
		B
[мкДж]
	15	C
		Komp. b. el.
OSS	10
E
	5
	0
	0	100	200	300	400	500
			VDS [В]

Рис. 3.140. Зависимость энергии EOSS, запасаемой в выходной ёмкости транзистора CoolMOS™, от напряжения сток — исток

в сравнении с различными стандартными транзисторами.

В резонансных схемах (здесь наиболее важной является схема со сдвигом фазы и коммутацией при нулевом напряжении) энергия, накапливаемая в выходной ёмкости, поступает из индуктивных элементов: в данном случае малое значение EOSS помогает поддерживать резонансные условия для включения даже при очень малых токах. Кроме того, сильно нелинейная зависимость ёмкости от напряжения способствует коммутации тока из одного плеча моста в другое.

Конечно же, помимо ёмкостей, важное значение имеет скорость переключения, а также результирующее время перекрытия тока и напряжения. При выключении прибора прерывается поток электронов через МОП-канал. Когда это происходит, подвижные носители заряда в столбиках p- и n- типа движутся, как и токи дрейфа основных носителей заряда, к соответствующим контактным областям — p-карману, соединённому с истоком, и n+-подложке, соединённой со стоком на обратной стороне прибора. При этом носители заряда не пересекают зону пространственного заряда, в которой происходит нарастание напряжения. Другими словами, ток в приборе протекает в области, где нет падения напряжения, и, как следствие, он не вызывает тепловых потерь. Таким образом, скорость переключения, в основном, зависит от изменений заряда затвора, а, следовательно, от ёмкостей затвор — исток и затвор — сток, рассмотренных ранее, и от характеристик каскада управления затвором. Типичное время переключения находится в пределах от 5 до 7 нс.

INFSEMI_2-Text.fm, стр. 161 из 589 (September 3, 2010, 15:13)

3.7. Источники питания и устройства электропривода 161

Во время включения прибора зона пространственного заряда должна быть снова рассеяна путём нейтрализации заряженных доноров и акцепторов в p- и n-столбиках. Для этого используются электроны, образующие ток канала, и дырки, движущиеся вниз из p-кармана в столбик p-типа в виде тока дрейфа. Таким образом, высокие скорости переключения требуют низкоомного соединения и, как следствие, соответствующего подбора размеров и соединения отдельных имплантированных p-областей при производстве. Типичные значения времени переключения для этих приборов также составляют несколько наносекунд.

В результате, такие приборы компенсационного типа, как транзисторы CoolMOS™, являются самыми быстродействующими высоковольтными ключами на рынке. На Рис. 3.141 приведены характеристики данных приборов при включении и выключении.

	24					420
	20	Напряжение				350
[ А]	16	сток—исток				280
							[В]
D
I	12					210
и			Ток стока	Напряжение			DS
[В]	8					140	V
				затворор—-иисток
GS
V	4					70
	0					0
	0.E+00		2.E–08	4.E–08	6.E–08
			Время [с]

	24				420
	Ток стока		Напряжение		350
А]	20
			сток—-истокисток
[
I	16				280	[В]
D
и	12				210	DS
[В]						V
GS	8		Напряжение		140
V			затвор—-истокисток
	4				70
	0				0
	1.12E–06	1.14E–06	1.16E–06	1.18E–06
		Время [с]

Рис. 3.141. Идеализированные характеристики включения и выключения 500-В транзистора CoolMOS™.

Следствием уменьшения площади прибора при использовании технологии CoolMOS является то, что плотность тока в данном приборе значительно выше, чем в обычном транзисторе. Это затрудняет выполнение требований по надёжности, на-

пример по способности проводить токи короткого замыкания. Вольт-амперная характеристика стандартного MOSFET при коротком замыкании характеризуется недостаточным насыщением тока, т.е. ток короткого замыкания растёт с увеличением напряжения сток — исток. Даже для средних уровней напряжения или для напряжения, примерно равного 400 В, которое является типичным для различных приложений, ток короткого замыкания превышает номинальный ток в семь раз. Таким образом, традиционные силовые MOSFET не обеспечивают удовлетворительной работы в режиме короткого замыкания, поскольку для безопасной работы прибора желательны небольшие значения токов.

Причиной того, что компенсационные приборы имеют значительно лучшие характеристики, является столбчатая структура p-областей, которая представляет собой вертикальный полевой транзистор с управляющим p-n-переходом (JFET) с более ярко выраженной «полкой» тока на вольт-ампер- ной характеристике при возрастающем напряжении. Поэтому ток короткого замыкания достаточно эффективно ограничивается и имеет почти постоянное значение во всей области безопасной работы. Транзистор CoolMOS™ выдерживает напряжение пробоя при токах, в три раза превышающих номинальный.

Теоретически, уменьшая зазор между p- и n-областями и в то же время увеличивая их степень легирования, можно постоянно снижать сопротивление прибора при неизменном напряжении пробоя. На самом деле, одним из факторов, ограничивающих

снижение RDS(on), является процесс фотолитографии и управление процессом леги-

рования p- и n-примесями. Другим фактором является то, что в структурах очень малой ширины описанный выше полевой транзистор с управляющим p-n-переходом ограничивает проводимость столбиков в открытом состоянии даже при очень низких напряжениях.

Некоторые области применения

Постоянное стремление к созданию более компактных импульсных источников питания, наряду со значительным увеличением плотности выходной мощности, привело к появлению двух основных требований, предъявляемых к силовым ключам: