Для согласования входов в схемы запредельных аттенюаторов вводят поглощающие элементы. В согласованном аттенюаторе (рис. 5.7, в) центральный проводник входного коаксиального волновода, замкнутый на согласованную нагрузку R1, возбуждает в круглом волноводе затухающую волну H11, принимаемую на другом конце волновода индуктивным зондом. В цепь зонда включена поглощающая вставка R2, обеспечивающая согласование на выходе аттенюатора. Аттенюатор ослабляет мощность при изменении длины круглого волновода с помощью скользящего соединения во внешнем проводнике выходного коаксиального волновода. На сантиметровых волнах применяют также волноводные аттенюаторы с поглощающими пластинками. По конструкции они аналогичны волноводным фазовращателям (рис. 5.3), но вместо диэлектрических в них применяют пластины из поглощающего материала. При перемещении поглощающих пластин в область волновода с более высокой напряженностью поля E увеличивается мощность, поглощаемая аттенюаторами. Форма пластин определяет качество согласования и вид градуированной кривой ослабления аттенюаторов. Точность измерения ослабления в переменных аттенюаторах в значительной степени определяется точностью градуировки и отсчета, поэтому в них применяются различные безлюфтовые механизмы с отсчетными устройствами, имеющими большую разрешающую способность. Наибольшее распространение получили отсчетные устройства в виде индикаторов малых перемещений часового типа и микрометрических головок.

Максимальное ослабление запредельных аттенюаторов, работающих в диапазоне частот 1...3000 МГц, не превышает 100...150 дБ. Поглощающие аттенюаторы работают в сантиметровом диапазоне и обеспечивают ослабление 10...50 дБ [2].

Во всех рассмотренных аттенюаторах при изменении ослабления изменяется фаза высокочастотного сигнала на выходе. Практически неизменную фазу выходных сигналов обеспечивают поляризационные аттенюаторы (рис. 5.8), в которых ослабление мощности, переносимой волной Н11 в круглом волноводе, происходит вследствие полного поглощения части мощности, связанной с составляющей вектора напряженности электрического поля, параллельной поглощающей пластине 2, во вращающейся секции 1, размещенной вдоль оси симметрии волновода и поворачиваю-

щейся вокруг оси волновода на угол θ.

	θ	1
4		2	3

H10	H10
	H11

Рис. 5.8

При θ=0° поглощение минимальное, при θ=90° максимальное (100 дБ и более). Плавные переходы 3; 4 с горизонтальными поглощающими пластинами преобразуют волны Н11 в круглом волноводе в волны Н10 в прямоугольном.

5.3. Полупроводниковые аттенюаторы и фазовращатели

Полупроводниковые устройства на сверхвысоких частотах в настоящее время выполняют большинство функций, для которых ранее использовались электровакуумные и газоразрядные приборы. Устройства на полупроводниковых приборах имеют малую массу и габариты, продолжительный срок службы, высокие надежность и быстродействие, малую мощность, потребляемую в цепях управления.

По характеру управления аттенюаторы могут быть аналоговыми (плавными) и дискретными (ступенчатыми), а по построению схемы – проходными и отражающими. В последних используется двойное прохождение сигнала СВЧ через управляющее устройство, возникающее благодаря установке на выходе аттенюатора короткозамыкателя. В аттенюаторах и фазовращателях в большинстве случаев применяют диоды с р-n-переходом (варакторы), а при большой мощности сигнала p-i-n или n-i-p-i-n-диоды.

34

а)

UУ

б)

Y Y Y Y

Рис. 5.9

Аттенюаторы на р-i-n-диодах выполняют в большинстве случаев по каскадной схеме (рис.5.9, а). Эквивалентная схема такого аттенюатора (рис.5.9, б) представляет собой отрезок линии, параллельно которой через определенные интервалы включены проводимости Y, соответствующие p-i- n-диодам.

а)

p

б)

в)

г)

C-

Ls

i

n

R

Ci

r+

r-

Рис. 5.10

p-i-n-диоды (рис. 5.10, а) состоят из практически чистого полупроводника (i-области), расположенного между высоколегированными р- и n-областями. При отрицательном смещении область с собственной проводимостью становится запирающим слоем с очень маленькой емкостью и большим сопротивлением r- (рис.5.10, б, в); при положительном смещении р- и n-области инжектируют дырки и электроны в промежуточную область i , образуя хорошо проводящую плазму. Такая инжекция приводит к значительному уменьшению сопротивления i-области r+ (до единиц ома) (рис.5.10, г). При изменении управляющего напряжения, следовательно, и тока, протекающего через диод, активное сопротивление р-i-n-диода изменяется в 10 раз и больше. Это свойство определило широкое применение p-i-n-диодов в устройствах с плавным изменением затухания (аттенюаторы, модуляторы) и скачкообразным изменением затухания (выключатели, коммутаторы).

Метод анализа каскадных схем СВЧ на p-i-n-диодах заключается в следующем: каждый p-i-n- диод с участком линии передачи представляется матрицей передачи [Tп], а матрица передачи [T] всего аттенюатора определяется путем перемножения матриц отдельных элементов. Для нахождения затухания, вносимого аттенюатором, используется формула L=10lgt112, где t11 определяется из

t

t

, а для определения коэффициента отражения пере-

матрицы передачи аттенюатора [T]= 11

12

t21

t22

ходят от матрицы [T] к матрице [S] в соответствии с (2.1):

t

t

t

21

t22

−

12

21

t

t

[S] =

11

11

·

1

−

t12

t11

t11

Для получения максимального затухания p-i-n-диоды в аттенюаторе располагаются на расстоя-

нии Λ/4 друг от друга, однако для расширения рабочей полосы частот аттенюатора целесообразно использовать неэквидистантное расположение p-i-n-диодов. С этой же целью сопротивление крайних диодов в рабочем режиме делают больше сопротивления остальных (увеличением их нагрузочных сопротивлений). Конденсаторы и дроссели (рис.5.9, а) служат для разделения цепей СВЧ и управляющего напряжения.

35

Фазовращатели на p-i-n-диодах принадлежат к ступенчато регулируемым устройствам, поскольку в них используется принцип включения и отключения отрезков линий (бинарный принцип) с помощью коммутационных p-i-n-диодов для получения требуемых скачков фазового сдвига. Скачок фазового сдвига в трехкаскадном проходном фазовращателе (рис. 5.11) зависит от электрической длины ln отрезка линии, подключаемого последовательно в основную линию, когда p-i-n-диоды находятся в состоянии «выключено».

Фазовращатели на р-n-диодах (варакторах) (рис.5.12) позволяют регулировать величину фазового сдвига благодаря изменению емкости р-n-перехода при изменении величины приложенного к нему управляющего напряжения. Зависимость емкости р-n-перехода от управляющего напряже-

ния (или напряжения смещения) имеет вид C =	A	, где А – постоянная для данного пере-
	(ϕк +Uу)n

хода величина; Uу – управляющее напряжение; ϕк – контактная разность потенциалов, составляющая несколько десятых долей вольта; n=1/3 для так называемых резких переходов и n=1/2 для плавных переходов.

График зависимости емкости p-n-перехода от управляющего напряжения (такие зависимости называются вольтфарадными характеристиками) показан на рис.5.13, а.

Вфазовращателях целесообразно использовать емкость только закрытого p-n-перехода, так как

врежиме прямого тока слишком велико шунтирующее действие его прямого сопротивления. Эк-

вивалентная схема варактора при отрицательном смещении приведена на рис.5.13, б, где Cк – емкость корпуса варактора; С – емкость p-n-перехода; L – индуктивность выводов; rs – эквивалентное сопротивление потерь.

l1

l2

l3

Рис. 5.12

l1
l2
	ф	ф	ф
			rф	UУ
l3	Cф	Cф	Cф	Lф

Рис. 5.11

а) C б)

C

rs CK

L

0 UУ

Рис. 5.13

Эквивалентная схема многоэлементного фазовращателя (рис.5.14) представляет собой каскадное соединение отрезков линии с подключенными параллельно варакторами.

При таком включении параметры варактора в рабочей полосе частот и во всем диапазоне управляющих напряжений целесообразно описывать с помощью его комплексной проводимости

Y =G+iB , составляющие которой находят на основе эквивалентной схемы (рис.5.13, б):

36

		r		ωr2C		−(ωL−1/ωC)(1+ω2C		LC		/C)
G=		s	, B=	s	к	r2	к		к		.
	r2	+(ωL−1/ωC)2
							+(ωL−1/ωC)2
	s					s

		l
				Lбл
K	Y0			Y0
	У1	У2	Уn	Cбл
				UУПР

Рис. 5.14

Рис. 5.14

Эти величины позволяют определить полную приведенную проводимость варактора y=Y/Y0 = g+ib и, следовательно, и матрицу передачи одного элемента фазовращателя.

Параметры многоэлементного фазовращателя рассчитывают перемножением матриц передачи отдельных элементов, отличие от расчета многоэлементного аттенюатора в том, что основной искомой величиной является не модуль t11, а его аргумент, определяющий фазовый сдвиг, создаваемый фазовращателем.

Методы расчета с помощью волновых матриц удобны для реализации на ЭВМ, что особенно ценно при расчетах управляющих устройств, так как необходимость определения параметров как в полосе частот, так и во всем диапазоне управляющего напряжения сопряжена с большим числом вычислений.

Отражающие фазовращатели образуются из проходных замыканием накоротко выхода схемы. Тогда имеющиеся в схеме варакторы будут регулировать фазу сигнала на его пути к фазовращателю и обратно, а это ведет к увеличению фазового сдвига вдвое. Существенный недостаток такой схемы – наличие лишь одного входа. Для разделения падающей и отраженной волн можно использовать трехдецибельный направленный ответвитель, щелевой мост или иной восьмиполюсник, обладающий аналогичными свойствами. Включение отражающих фазовращателей с помощью указанных многополюсников образует в целом схему проходного фазовращателя.

На рис. 5.15 трехдецибельный направленный ответвитель нагружен на выходах 2 и 3 отражающими фазовращателями, содержащими в общем случае по одному или по несколько варакторов. Сигнал поступает на вход 1 и снимается на выходе 4. Для идеального направленного ответвителя и отражающих фазовращателей без потерь вносимый схемой фазовый сдвиг равен сумме фазовых сдвигов, вносимых отражающими фазовращателями, а величина коэффициента отражения на входах 1 и 4 фазовращателя равна нулю. На рис.5.16 изображен фазовращатель с использованием циркуляра.

1	Ф1
	2
	C(U)	1	Ф1
Ф1
			2
3	4	3	C(U)
C(U)
Рис. 5.15			Рис. 5.16

5.4. Электрически управляемые выключатели на р-i-n-диодах

Простейший выключатель содержит один коммутационный элемент с двумя сопротивлениями (r, Кr), установленный параллельно или последовательно в линию передачи (рис.5.17), причем сопротивление r должно быть подобрано в соответствии с неравенствами r<<1, Кr >>1. Ослабление мощности в параллельном выключателе в двух состояниях коммутационного элемента определяется формулой

Lз = 1/ S'21 2 = [1+1/2r]2; Lп = 1/ S"21 2 = [1+1/2Kr]2,

37