1 Исходные данные

Номинальное напряжение питающей сети, Uс, B;	380
Число фаз питающей сети;	3ф
Частота питающей сети, fс, Гц;	50
Коэффициент изменения напряжения сети ac = bc, отн.ед.;	0,1
Минимальные и максимальные значения выходного напряжения, UHmin/ UHmax, B;	15/21
Минимальное и максимальное значение тока нагрузки, IH ,А;	0.5/5
Коэффициент нестабильности выходного напряжения, ΔUН, отн.ед.;	0,05
Коэффициент пульсаций выходного напряжения,ΔUН~, отн.ед.;	0,01
Коэффициент пульсаций на входе стабилизатора, ΔUП~, отн.ед.;	0,04
Минимальная и максимальная температура окружающей среды, , Тсmin / Тсmax, °С;	-10 +30

Необходимо спроектировать и рассчитать цепи питания стабилизатора (выпрямитель, сглаживающий фильтр). Определить основные параметры силового трансформатора. Предусмотреть электрическую защиту потребителя от превышения напряжения. Предусмотреть электрическую защиту источника питания от перегрузки по току. Разработать конструкцию печатной платы. Привести схему электрическую принципиальную, чертеж печатной платы, сборочный чертеж, перечень элементов. При определении параметров стабилизатора необходимо сравнить полученные результаты с исходными данными. Дополнительно рассчитать внутреннее сопротивление и КПД стабилизатора.

2. Проектирование и расчет схемы стабилизатора

2.1 Выбор и описание схемы

Согласно заданию требуется спроектировать источник питания с регулируемым выходным напряжением. На первом этапе необходимо выбрать схему стабилизатора. Среди ИСН с регулируемым выходным напряжением наибольшее распространение получили маломощные микросхемы типа К142ЕН1, К142ЕН2 и стабилизаторы средней мощности типа К142ЕНЗ, К142ЕН4, К142ЕН10, К142ЕН11.Требуемый в задании диапазон выходных напряжений составляет 15/21 В. Для обеспечения этого диапазона выбираем ИСН типа К142ЕН2.

На рисунке 1 представлена схема интегрального стабилизатора напряжения типа К142ЕН2. В схему входят: силовой составной транзистор VT6, VТ7; дифференциальный усилитель - на элементах VТ4, VТ5, VТ2, R3; цепь для, формирования опорного напряжения - VТ1, VТ3, R1, R2, VD1, VD2; защитный транзистор VT9; цепь VТ8, VD3, R4, предназначенная для внешнего управления стабилизатором. Напряжение обратной связи (вывод 12) сравнивается с помощью дифференциального усилителя с опорным напряжением, формируемым на базе VТ4.

Для повышения коэффициента стабилизации схемы, в коллекторной цепи транзистора VТ5 используется динамическая нагрузка - стабилизатор тока на полевом транзисторе VТ2. Опорное напряжение формируется эмиттерным повторителем VT3, R1, R2. На базе VТЗ устанавливается стабилизированное напряжение с помощью стабилитрона VD1 и источника тока на VT1. Транзистор VТ9 используется, как правило, для защиты стабилизатора от перегрузки по току. В момент перегрузки VТ9 открывается, шунтируя цепь управления силовыми транзисторами VТ7, VТ6, в результате чего последние запираются. Транзистор VТ8 выполняет аналогичные действия по внешнему сигналу, подаваемому на вывод 9.

Рисунок 1 - Схема интегрального стабилизатора

Поскольку ИСН не обеспечивает требуемого по заданию тока нагрузки, необходимо в качестве мощного регулирующего элемента использовать дополнительно один или несколько составных транзисторов. Необходимое число составных транзисторов определим из выражения

2.1

где - ожидаемый минимальный коэффициент усиления по току одного (из составных) транзистора;

- требуемый ток нагрузки стабилизатора;

- максимальный ток нагрузки выбранного ИСН.

Примем = 10. Если в качестве РЭ выбирается мощный составной транзистор, выполненный в одном корпусе, необходимо, чтобы его коэффициент усиления был больше отношения .В нашем случае =1.52, т. е. требуется 2 каскада усиления.

На рисунке 2 приведена схема для проектирования стабилизатора с требуемыми в данном курсовом проекте техническими характеристиками [2].

Рисунок 2 - Схема стабилизатора напряжения

Рисунок 3 – Параллельное соединение силовых транзисторов.

В схеме используется ИСН типа К142ЕН2. Регулирующий элемент выполнен на составных транзисторах VT1, VT2. Делитель выходного напряжения R9, R10, R11 обеспечивает отрицательную обратную связь по выходному напряжению и регулирование уровня этого напряжения. В том случае, если одного силового транзистора (VT1) недостаточно, чтобы обеспечить отвод тепла, заменим его параллельно включенными транзисторами с соответствующими выравнивающими резисторами (рисунок 3) [4].

Цепь защиты стабилизатора от короткого замыкания и перегрузки по току состоит из VD1, R4 R7, R8. Сигнал перегрузки по току снимается с резистора R8 и поступает на защитный транзистор VT9 (выводы 11, 12) интегрального стабилизатора А1 (рисунок 1). Стабилитрон VD1 создает между эмиттером силового транзистора VТ1 и средней точкой резисторов R6, R7 постоянное напряжение смещения . Во всех режимах работы стабилизатора транзистор VТ1 находится в активном состоянии, поэтому напряжение остается практически постоянной величиной. Напряжение смещения также остается неизменным в широком диапазоне выходных напряжений. Таким образом, напряжение определяется в основном падением напряжения на измерительном резисторе R8. При перегрузке стабилизатора по току управляющее напряжение растет.

При этом транзистор защиты VТ9 (А1) отпирается и шунтирует цепь управления силовыми транзисторами стабилизатора. В результате сопротивление VТ1 увеличивается, ограничивая ток нагрузки на безопасном уровне.

Рисунок 4 - Нагрузочная характеристика стабилизатора

При коротком замыкании в нагрузке напряжение смещения резко уменьшается и транзистор защиты VТ9 (А1) поддерживается в открытом состоянии при гораздо меньшем токе ,где - установившийся ток

в нагрузке в режиме короткого замыкания, -максимальный ток нагрузки в режиме перегрузки. Нагрузочная характеристика стабилизатора имеет падающий участок с отрицательным сопротивлением (рисунок 4) [2].

Таким образом, обеспечивается защита стабилизатора от перегрузок по току в цепи нагрузки.

Резистор R4 обеспечивает лучшую управляемость силовым транзистором при запирании. Для уменьшения потерь в регулирующем транзисторе УТ1 и для повышения КПД в схеме использовано отдельное питание микросхемы А1 и транзистора VТ2. При этом снижается максимальное напряжение для микросхемы А1.

Конденсаторы С1, С2, С5 выполняют функции высоко-частотных фильтров для питающих и выходного напряжений соответственно. Конденсатор С4 уменьшает коэффициент разомкнутой системы регулирования по напряжению для высокочастотной составляющей сигнала. Тем самым предотвращается возможность возбуждения схемы стабилизатора. Резисторы R2, RЗ снижают потери мощности в микросхеме А1 и транзисторе VТ2. Через резистор R1 осуществляется включение и выключение стабилизатора внешним сигналом.

2.2 Выбор силового транзистора и напряжения питания

Выберем силовой транзистор VТ1. Для этого необходимо предварительно оценить предельные режимы, которые испытывает транзистор в данной схеме, а именно, максимальные значения тока, напряжения и мощности рассеивания:

;

;

2.2

где - коэффициент превышения тока при перегрузке ( = 1,1 1,2).

Для нашего варианта принимаем = 1,2 5 = 6 А, = 1,3 (21+6)=35.1 В, = 6 (35.1 - 15) = 120.6 Вт. Как видно из расчета максимальная мощность рассеивания транзистора высока, что объясняется сравнительно большим диапазоном регулирования выходного напряжения. Уменьшить мощность потерь можно за счет разбиения диапазона регулирования на участки. На каждом участке устанавливается свое напряжение питания за счет дополнительной коммутации обмоток питающего трансформатора [5, 6].

По справочнику [7, 8] в качестве VТ1 выбираем транзистор п-р-п типа, большой мощности, низкой или средней частоты, например, КТ819БМ. Буква «М» означает исполнение транзистора в металлическом корпусе.

Основные параметры транзистора КТ819БМ: максимально допустимый ток коллектора = 15 А; максимально допустимое напряжение = 40 В; максимальная мощность рассеивания = 100 Вт при = 25 °С; максимальная температура перехода = 125 °С; максимальная температура корпуса

= 100 °С; коэффициент усиления по току = 20; напряжение насыщения ( = 2 В; обратный ток коллекторного перехода = 1 мА; граничная частота усиления = 1000Гц; емкость коллекторного перехода Ск = 1000 пФ; время выключения = 2,5 мкс, тепловое сопротивление переход-корпус = 1.0 /Вт.

Определим минимально необходимое напряжение питания при условии обеспечения максимального напряжения на нагрузке:

2.3

где - падение напряжения на выравнивающем резисторе в случае использования параллельного соединения нескольких транзисторов (рисунок 3);

- ожидаемый коэффициент нестабильности напряжения на нагрузке.

Согласно рекомендациям [6] падение напряжения на выравнивающих резисторах выбирается как =(0,1... 0,15) .Поскольку в справочных данных не приводится значение напряжения между базой и эмиттером силового транзистора VТ1, принимаем Падение напряжения на резисторном шунте R8 выбирается равным напряжению отпирания защитного транзистора VТ9 микросхемы А1 [4].

Необходимое номинальное напряжение питания:

2.4

где - коэффициент снижения напряжения сети;

- коэффициент пульсаций напряжения питания. Максимальное напряжение питания:

2.5

где - коэффициент увеличения напряжения сети.

Мощность, рассеиваемая на транзисторе:

2.6

Для рассматриваемого варианта = 21 (1+ 0,04) + 2 + 0,2 + 0,7 = 24,74 В; =24,74 / 0,9 / 0,96 = 28,63 В; =28,63 1,1 1,04 = 32,75.

На основании полученных данных проверим правильность выбора транзистора по напряжению VТ1, >32,75 В. При напряжении на нагрузке = 21 В имеем = (28,63 1,1- 21 - 0,7 - 0,2) 6 = 57,56 Вт. При = 15 В,

= 93,56 Вт. Для увеличения теплоотдачи силовые транзисторы устанавливают на внешние радиаторы.

Согласно рекомендациям [2, 9, 10] рассеиваемая мощность радиатора с одним транзистором в режиме естественной конвекции принимается не более 20 Вт, в режиме вынужденной конвекции (обдув вентилятором) - до 100 Вт. Примем режим естественной конвекции как наиболее распространенный в источниках питания.

Из расчета мощности видно, что в качестве силового элемента схемы необходимо применить несколько параллельно соединенных транзисторов. Предварительно полагаем, что максимально допустимая мощность рассеивания на них = (93,56 + 57,56) / 2 = 75,56 Вт. Пусть количество параллельных транзисторов = 80/20 = 4. Определим минимальное напряжение на нагрузке, при котором мощность рассеивания на регулирующем элементе не превышает Из (2.6) имеем:

2.7

Для нашего случая =28,63 1,1 - 0,2 - 0,7 - 80/6= 17,26 » 18 В. Данное значение является минимально возможным выходным напряжением для питающего напряжения =28,63 В. Для обеспечения выходного напряжения ниже 18 В (второй диапазон регулирования) необходимо использовать меньшее напряжение питания. Напряжение питания второго диапазона можно определить из выражений (2.3), (2.4), в которых максимальное значение выходного .напряжения принимается равным минимальному значению этого напряжения в первом диапазоне регулирования = = 18В. Используя (2.3), (2.4) имеем = 18 (1+ 0,04) + 2 + 0,2 + 0,7 = 21,62 В; =21,62 / 0,9 / 0,96 = 25,02 В

Минимально возможное напряжение на нагрузке во втором диапазоне найдется из выражения (2.7): =25, 02 1,1 - 0,2 - 0,7 - 80/6= 13,29 В. Оно меньше заданного = 15 В, поэтому достаточно иметь два дискретных диапазона регулирования = 15/18 В, = 18/21 В, для которых используются разные напряжения питания =28,63 В, =25,02 B.Расчет выпрямителя и фильтра для обеспечения требуемых напряжений питания будет приведен ниже.

2.3 Расчет сопротивления резистора R4

Резистор R4 улучшает процесс управления транзистором VI 1 в режиме запирания. Согласно рекомендациям [2] R4 выбирается таким, чтобы через него протекал ток, составляющий (0,1 /0,2) от тока базы VT1 ,

2.8

Выбор типа резистора осуществляется согласно требованиям к климатическим условиям, температурному режиму, частотным свойствам, номиналу, допуску, мощности, конструктивному исполнению и т.п. В нашем случае R4 =2/(0,2 6/20) = =33,3 Ом. Мощность, рассеиваемая на резисторе R4, составляет Р = 2²/33 = 0,12 Вт. Из стандартного ряда номинальных значений резисторов с допуском ± 5 % (таблица Б.З) выбираем R4 = 33 Ом, 0,25 Вт. Из справочника [11] выбираем, например, металлизированный лакированный теплостойкий резистор С2-33-0,25Вт-ЗЗОм±5%А 4467.027ТУ. Рассчитаем сопротивление

резистора = 0,1x2 / 1 = 0,2 Ом. Мощность, рассеиваемая на нем = 0,1x2x1 = 0,2 Вт. Из [11] выбираем резистор = 0,2 Ом типа С5-1 7В-0,25Вт±5% .

2.4 Выбор составного транзистора VТ2

Максимальные значения коллекторного тока, напряжения коллектор-эмиттер и мощности этого транзистора находятся как:

;

2.9

где - коэффициент усиления по току транзистора VТ1,

— ток резистора R4;

- сумма дополнительных токов, протекающих через резистор R5, стабилитрон VD1, выходной делитель напряжения R9, R10, R11;

- максимальное напряжение дополнительного источника питания.

Согласно рекомендациям [2] суммарный ток не превышает 0,01 А. Пока не выбрано напряжение дополнительного источника питания принимаем , где -максимально допустимое входное напряжение микросхемы А1. В нашем случае = 6/20+2/33,3+0,01 = 0,37А, = 40В.

Учитывая эти параметры, выбираем транзистор п-р-п типа большой мощности низкой частоты КТ815В. Его основные параметры: максимально допустимый ток коллектора =1,5А; максимально допустимое напряжение = 40В; максимальная мощность рассеивания =10 Вт при = 25 °С и = 125 °С; максимальная температура перехода =125 °С; максимальная температура корпуса = 100 °С; коэффициент усиления по току = 40 при = 2 В, = 0,15 А; напряжение насыщения = 0,6 В; обратный ток коллекторного перехода = 0,05 мА; граничная частота усиления = 3 Мгц; емкость переходов – коллекторного =60п Ф, эмиттерного = 75 пФ; тепловое сопротивление переход-корпус = 10 °С/Вт.

2.5 Определение величины дополнительного напряжения питания

Напряжение питания позволяет повысить КПД стабилизатора за счет уменьшения падения напряжения на силовом транзисторе VТ1 [12]. Причем, при переключении диапазонов не требуется менять . Благодаря этому не изменяются режимы работы транзистора VТ2 и силовых транзисторов микросхемы А1. Выбираемое напряжение должно обеспечить работу транзистора VТ2 и микросхемы А1 в линейном режиме. Его минимальное значение находится как:

2.10

где - падения напряжения на эмиттерных переходах транзисторов VТ1 и VТ2 соответственно;

- минимальное падение напряжения на регулирующем транзисторе микросхемы А1.

В том случае если в справочных данных не приводится , можно принять = - Рассчитанное по (2.10) значение должно удовлетворять соотношению:

2.11

где - минимально допустимое входное напряжение микросхемы А1 .

В противном случае выбирается из (2.11).

Номинальное напряжение дополнительного источника находится по аналогии с выражением (2.4)

2.12

Найденное согласно (2.10) = 2 + 0,6 + 4 = 6,6 В, удовлетворяет условию (2.11),однако примем =8, иначе мы не сможем рассчитать сопротивление R_2. 8/(0,9 0,96)=9,26 B.

Резистор RЗ уменьшает тепловую нагрузку на транзистор VТ2. При максимальной нагрузке и минимальном напряжении , транзистор VТ2 должен находиться в линейном режиме, поэтому:

2.13

где - напряжение насыщения транзистора VТ2.

В нашем случае (8 - 2 - 0,6) / 0,37 = 14,6 Ом. Мощность, рассеиваемая на резисторе . = 0,37² 14,6 = 1,99 Вт. Выбираем резистор =15 Ом, 2 Вт, типа, С2-33.

Согласно (2.9) убеждаемся в правильности выбора транзистора VТ2 по максимально допустимым параметрам: = 0,37 <1,5 А; = 9,26 1,1 1,04 = 10,6< 40 В; = 0,37 [9,26 1,1 - 2 - 0,37 11] = 0,98 < 10Вт.

2.6 Расчет максимального напряжения

Для микросхемы А1 максимальное напряжение составит:

2.14

в нашем случае = 24 + 10,6= 34,6 < 40 В.

Резистор R2 также служит для уменьшения потерь на силовых транзисторах микросхемы А1. Его сопротивление можно найти из соотношения:

2.15

где - падение напряжения на переходе база-эмиттер транзистора VТ2;

= 0,55 / 40 13 мА - максимальный ток, протекающий через силовые транзисторы микросхемы А1 .

В нашем случае имеем R₂ = (8 - 2 - 0,6 - 4)/ 10 = 0,14 Ом. Мощность, рассеиваемая на резисторе = 10² О,14=14 мВт. Выбираем резистор типа С2-33, 0,15Ом, 0,25 Вт.

2.7 Выбор резисторов делителя обратной связи

Необходимость использования нескольких диапазонов регулирования требует изменения не только напряжений питания, но и параметров выходного делителя в каждом диапазоне.

Изменение режимов питающего напряжения и параметров выходного делителя осуществляется, как правило, переключателем на три направления. На рисунке 5 представлена схема выходного делителя для двух диапазонов регулирования.

Изменение параметров делителя осуществляется за счет подключения дополнительных резисторов и

Рисунок 5

Причем, параллельное подключение дополнительных резисторов используется для того, чтобы при переключении S1 выходной делитель не отключался от нагрузки. В противном случае, напряжение обратной связи становится на короткое время равным нулю, транзистор VТ1 в это время за счет схемы регулирования полностью открывается и на нагрузке наблюдается нежелательный скачок напряжения. Напряжение обратной связи (средняя точка резисторов R10, R11) поддерживается за счет обратной связи равным опорному напряжению , которое формируется в микросхеме А1 .

Для выходного делителя справедливы выражения:

;

;

2.16

где - опорное напряжение;

- ток выходного делителя;

, - максимальное и минимальное напряжения в пределах одного диапазона;

, - сопротивления верхнего и нижнего плеча выходного делителя соответственно.

Причем для первого диапазона:

= , = 2.17

для второго диапазона:

; 2.18

Для нашего случая из (2.17), (2,18) находим:

2.19

Из полученных выражений видно, что если диапазоны регулирования выбрать равными друг другу = , . Иначе говоря, дополнительный резистор не понадобится. Кроме того, не нужно дополнительное третье направление переключателя S1, т.е. схема упрощается.

Согласно рекомендациям по использованию микросхемы К142ЕН2 [6] ток делителя должен быть 1,5 мА, = 12В. Принимая = 2мА,

= = 18 В, находим = (18-12) /2 = 3 кОм, = 12 / 2 = 6 кОм, = (21-15) / 2 = 3 кОм, = 1,5 кОм , = , = 3 кОм, = .

Мощность, рассеиваемая на этих резисторах, составляет = = 2² 3 = 12 мВт, = 2² 6 = 24 мВт, =2² 3 =12 мВт.

Из справочника [11] выбираем резисторы типа С2-26 с низким температурным коэффициентом ТКС = ±10 1/°С, = = 3 кОм, 0,25Вт; = 6 кОм, 0,25Вт. В качестве R10 из [13] выбираем регулировочный резистор типа СП2-2, 3 кОм, 0,5 Вт с равномерной функциональной характеристикой. Для коммутации питающего напряжения, в качестве переключателя S1 выбираем галетный переключатель на 2 положения и 4 направления типа ПГК2114Н ЕЩОЗ6О.0,37 ТУ [13].

2.8 Расчет цепи защиты от перегрузки по току

Потенциал на базе защитного транзистора VТ9 (вывод 11 микросхемы А1) можно определить как , где - напряжение на эмиттере транзистора VТ1, — напряжение между базой и эмиттером транзистора VТ1, -падение напряжения на резисторе R5. Учитывая, что , имеем ,где - падение напряжения на VD1. Потенциал на эмиттере защитного транзистора VТ9 (вывод 10 микросхемы А1) можно определить как , где - ток нагрузки стабилизатора. Отсюда напряжение база-эмиттер защитного транзистора VТ9:

2.20

Для режима короткого замыкания уравнение цепи защиты принимает вид:

2.21

где - ток базы защитного транзистора VТ9 (А1);

- ток делителяR5, R6.

Из полученных уравнений (2.20) и (2.21), задавшись величинами = , , и выбрав , , , можно определить , .

Сначала выберем резистор R8, обеспечивающий измерение тока нагрузки. Согласно данным [2] напряжение отпирания защитного транзистора VТ9 микросхемы А1 составляет = 0,7 В, поэтому можно принять:

2.22

В рассматриваемом примере ⁼ 0,7 / 5 = 0,14 Ом. Мощность, рассеиваемая на, резисторе = 0,7 5 = 3,5 Вт. Из [11] выбираем прецизионный проволочный резистор типа С5-16 В, 0,15 Ом ± 1 %, 5 Вт .

Напряжение смещения определяется падением напряжения на стабилитроне VD1. Чтобы незначительно зависело от параметров нагрузки, необходимо обеспечить протекающий через VD1 ток >> где — ток делителя R5, R6. Согласно рекомендациям по использованию микросхемы А1 [2, 3] имеем 0,3 мА. Отсюда выбираем ток =10 мА. Для надежной работы цепи защиты, принимают:

2.23

Согласно (2.22) и принятому току выбираем в качестве VD1 кремниевый стабилитрон 2С119А со следующими основными параметрами [14]: напряжение стабилизации 1,9 В при токе стабилизации 10 мА; разброс напряжения стабилизации при 298° К от 1,71 до 2,09 В, при 213° К от 1,71 до 2,6 В; температурный коэффициент напряжения стабилизации не хуже -0,4 %/ К; временная нестабильность напряжения стабилизации ±3,5 %; дифференциальное сопротивление не более 25 Ом; минимальный ток стабилизации 1 мА; максимальный ток стабилизации 100 мА; рассеиваемая мощность 260 мВт. Габаритные размеры приведены на рисунке В.11.

Ток стабилитрона VD1 ограничивается резистором R7, сопротивление которого находится по формуле:

2.24

В нашем случае = (21 - 0,7 - 1,9) /10 = 1,84 кОм. Мощность рассеивания составляет =10² 1,84 = 184 мВт. Выбираем резистор типа С2-33, ⁼ 2кОм, 0,25 Вт .

Из ранее полученных уравнений (2.20) и (2.21), приняв = , находим параметры резисторов R5, R6:

2.25

2.26

Ток короткого замыкания можно оцёнить из соотношения:

2.27

В нашем случае 80/32,75 = 2,44 А. Принимая = 1А, =1мА, из (1.25) находим R₅ = (2 + 1 0,14 - 0,7) / 1=1,44 кОм. Мощность, рассеиваемая на нем, Р = 1²х1,44 = 1,44 мВт. Выбираем резистор типа С2-33, R₅ ⁼ 1,5 кОм, 0,25 Вт.. Из (1.26) находим R₆ =1,5(2 + 1,9) / (2+5 0,14- 0,7) - 1,5= 11,7 кОм.

Рассеиваемая на нем мощность Р = 1² 11,7 = 11,7 мВт. Выбираем резистор типа C2-33 R₆ =12 кОм , 0,25Вт .В силу того, что параметры полупроводниковых приборов и номиналы резисторов имеют разброс, для более точной настройки цепи защиты необходимо R₆ подбирать при регулировке стабилизатора.