Кафедра електронних систем

МЕТОДИЧНІ ВКАЗІВКИ

до виконання лабораторних робіт

з курсу „ПРОЕКТУВАННЯ ЕЛЕКТРОННИХ СИСТЕМ”

для студентів напряму підготовки

7.050802 «Електронні пристрої та системи»

АЛЧЕВСЬК, 2011

ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА ПЭС-01

ОДНОФАЗНЫЙ КОРРЕКТОР КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ

Цель работы: Изучить принцип работы однофазного корректора коэффициента мощности (ККМ).

2 Самостоятельная подготовка

2.1 Проработайте методические указания.

2.2 Подготовьте бланк отчета с порядком выполнения работы.

Рисунок 1 – Принципиальная схема корректора мощности

3 Теоретическая часть

На рисунке 2 изображена принципиальная схема микросхемы МС34262

Рисунок 2 – функциональная схема микросхемы МС34262

Рисунок 3 – Рекомендуемая схема включения микросхемы МС34262

2.5V Reference- источник опорного напряжения

Current Sense Comporator- токочувствительный компаратор

Delay- задержка

Drive Output- драйвер

Multiplier- умножитель

Overvoltage Comporator- компаратор выходного напряжения

Quickstart – быстрый старт

RS Latch- RS триггер

Timer R- таймер

Zero current detector- компаратор нулевого тока

Error Amp- усилитель ошибки

Таблица 1 – Электрические характеристики МС34262

Характеристика	Обознач.	Минимальн	Среднее	Макс.	Ед.Изм.
Умножитель
Изменение входного напряжения Вход множителя (3ножка) Компенсация (2ножка)	Vpin3 Vpin2	0 до 2,5 Vth(M) до (Vth(M)+1)	0 до 3,5 Vth(M) до (Vth(M)+1,5)	- -	В
Усилитель ( Vpin3=0,5В,) Vpin2= Vth(M)+1	К	0,43	0,65	0,87	1/В
Компаратор нулевого тока
Входное пороговое напряжение	Vth	1,33	1,6	1,87	В
Запаздывание	VН	100	200	300	мВ
Входное напряжение Высокое состояние ( Idet=3мА) Низкое состояние ( Idet=-3мА)	VIH VIL	6,1 0,3	6,7 0,7	- 1	В
Токочувствительный компаратор
Максимальный порог токочувствительного входа	Vth(МАХ)	1,3	1,5	1,8	В
Задержка по выходу	tPHL(in/out)	-	200	400	нс
Драйвер
Выходное напряжение (Vcc=30В)	VО(МАХ)	14	16	18	В
Счетчик сброса
Задержка времени сброса	tDLY	200	620	-	мкс
Пониженное напряжение
Начальный порог (Vcc Increasing)	Vth(ON)	11,5	13	14,5	В

Продолжение таблицы 1 – Электрические характеристики МС34262

Общее положение
Напряжение стабилизации ( Icc=25мА)	Vz	30	36	-	В
Ошибка усилителя
Пороговое напряжение обратной связи ТА=25^оС ТА= Тlow to Тhigh ( Vcc=12-28В)	VОH(ea) VОL(ea)	5,8 -	6,4 1,7	- 2,4	В
Изменение выходного напряжения Высокое состояние (VFВ=2,3В) Низкое состояние ( VFВ=2,7В)	VОH(ea) VОL(ea)	5,8 -	6,4 1,7	- 2,4	В
Компаратор перенапряжения
Пороговое напряжение обратной связи	VFВ(OV)	1,065 VFВ	1,08 VFВ	1,095 VFВ	В

Таблица 2.

Характеристика	Обознач.	Величина	Ед.Изм.
Общая величина потребляемого и зенерового тока	(ICC+IZ)	30	мА
Выходной ток, Сток или Исток	IО	500	мА
Токовая чувствительность,Умножитель и Обратная связь по напряжению	Vin	-1 до 10	В
Рабочая температура	Tstg	-65 до +150	^оС

Внимание, уделяемое качеству токов, потребляемых из коммунальной сети электронным оборудованием, возрастает в следствие некоторых причин. Фактор низкой мощности понижает мощность, потребляемую из общей сети. В то время как высокогармонические искажения постоянного тока являются причиной EMI-проблем и пересечения помех через постоянный импеданс (входное сопротивление) между разными системами, подключенными в одну сеть. С этой точки зрения, в роли стандартного выпрямителя, используют диодный мост, устанавливаемый перед конденсаторным фильтром, оказывающий нежелательное влияние.

Таким образом, много усилий было приложено для усовершенствования связывающих систем, которые повышают КПД стандартных электронных нагрузок.

Идеальный корректор КПД (PFC) должен имитировать резистор со стороны питания, где поддерживается воображаемое регулируемое выходное напряжение. В случае синусоидального напряжения это означает, что преобразователь должен потреблять синусоидальный ток из сети для реализации это требуется подходящий источник синусоидального опорного напряжения и основное назначение принуждать протекание тока настолько близко к идеальной форме, насколько это возможно реализовать.

Наиболее популярная топология в PFC схемах это, несомненно повышающая схема, показанная на рисунке 4 вместе с системой управления.

Рисунок 4

Диодный выпрямитель дает эффект преобразования ппеременного тока в постоянный, когда контроллер управляет переклбючением для преобразования входного тока I_d в соответствии с входным напряжением. Выходной конденсатор поглощает входные пульсации мощности, пропуская маленькие пульсации выходного напрядения U_L.

Повышающая схема очень проста и позволяет мало искажать входные токи и почти одинаковый КПД при разной контрольной технике. Более того, выходной конденсатор – это эффективный храниетль енергии (вследствие высокого значения напряжения) и заземленный ключ упрощающий управление цепью. Основные недостатки этой схемы:

1. Начальный импульсный ток при разрядке большого выходного конденсатора;

2. Недостаток токового ограничения при перегрузке и низкоомное состояние конденсатора при прямом соединении между линией и нагрузкой;

3. Трудность ввода высокочастотного трансформатора для гальванической развязки входной и выходной цепей;

4. Выходное напряжение всегда выше, чем максимальное входное.

Несмотря на ток ограничения, многие PFC основанные на повышающей схеме предлагаются в литературе. Различные стратегии контроля были также осуществлены. Ниже расположены в сравнении самые популярные способы управления или по порядку выдвигая на первый план преимущества и недостатки каждого решения, также ссылаясь на пригодность комерческого контроля ІС.

ОБЗОР СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ ККМ

В дальнейшем мы будем ссылаться на повышающие контроллеры коэффициента мощности, даже если многие из указанных ниже схем управления могут быть использованы с другими схемами.

КОНТРОЛЬ АМПЛИТУДЫ ТОКА

Базовая схема котроллер показана на рисунке 5 вместе со стандартным генератором тока на входе.

Рисунок 5

Как мы видим ключ включен при постоянной частоте тактового сигнала и выключен, когда сумма положительной составляющей тока индуктивности (т.е. тока переключения) и внешней нарастающей (компенсационной составляющей) достигает значения синусоидального тока. Значение тока обычно получают путем увеличения масштаба копии выпрямленного линейного напряжения U_з по времени на выходе усилителя ошибки напряжения, который устанавливает значение амплитуды тока.

В этом случае значение сигнала естественно синхронизированно и всегда пропорционально линейному напряжению, состояние которого позволяет получать единичный коэффициент мощности.

Как показывает рисунок 5, конвертор управляется в Индукторе Непрерывного Токового Режима (СІСІМ); это означает, что токовая пульсация настолько лучше, насколько низки требования к входному фильтру.

Более того, при непрерывном входном токе диодный мост может быть низкочастотным устройством, замедлять устройство (они управляются на сетевой частоте). С другой стороны, тяжело выключаемый обратный диод увеличивает потери и шумы переключения характерные для высокочастотных устройств.

Преимущества и недостатки этого решения приведены ниже:

Преимущества:

1. постоянная переключающая частота;

2. Только переключающий ток должен быть подан и это может быть реализовано токовым преобразователем, что позволяет возбуждать на сопротивление цепи;

3. Нет потребности в токовом усилителе, помех и его цепи обратной связи;

4. Возможность ограничения тока ключа.

Недостатки:

1. Наличие субгармонических колебаний в периоде более чем 50%, а значит требуется обратная связь;

2. Искажения входного тока, которые возрастают на высоковольтных линиях и малой нагрузке, это усугубляется присутствием обратной связи;

3. Управление очень чувствительно к коммутационным шумам.

Искажения входного тока могут быть снижены путем смены значения формы волны тока, к примеру, вводя ответвления постоянного тока, или вводя мягкую клемму.

Эти обеспечения обсуждались в [4] и [5]. В [6] показано, что даже при постоянном значении тока хорошая форма волны входного тока может быть достигнута. Более того, если ККМ не предназначен для универсальных входных операций, то субгармонические колебания могут держаться ниже 50%, таким образом избегая обратной связи. Доступные коммерческие ІС для контроля

амплитуды тока ML 4812 (MicroLinear) [3] и TK 84812 (TOKO).

КОНТРОЛЬ СРЕДНЕГО ТОКА

Другой метод контроля, который позволяет получить более лучшую форму волны тока – это контроль среднего тока. [4,7-10]. Здесь подается индуктивный ток и фильтруется боковым усилителем, чей выход управляет ККМ-модулятором. В этом случае внутрренний ток контура склоняет к минимизации ошибок между средним значением тока и реальным значение. Это позже получается теми же путями и в контроле амплитуды тока.

Конвертор работает в ИНТР, так что подобное рассмотрение было сделано со внимаением к контролю амплитуды тока и был принят.

Преимущества:

1. Постоянная частота переключения;

2. Нет нужды в компенсационном режиме;

3. Контроль малочувствителен и нужен во время фильтрации тока;

4. Более лучшая форма волны, чем при контроле амплитуды тока, ближе к нулю пересекающий линию напряжения период замыкается в единице, таким обрахом, получая нудевой угол на входном токе [4].

Неджостатки:

1. Должен подаваться индуктивный ток;

2. Требуется токовый усилитель помех (рассогласований) и его компенсационная сеть (и ее схемы) должна учитывать разные точки управления конвектора во время цикла.

Эта контрольная технология становиться очень популярной и более детальные критерии схемы могут быть найдены в [4,7,8,10]. Много контрольных ІС доступно от разных производителей: U_c 1854/AB family (Unitrode).

КОНТРОЛЬ ГИСТЕРЕЗИСА

На рисунке показан этот тип контроля в котором генерируется 2 синусоидальных значения тока I_P,Ref, и I_V,Ref – один для амплитуда, а второй для отрицательной амплитуды индуктивного тока. Согласно этой контрольной технике ключ включен, когда ток индуктивности меньше минимального значения I_V,Ref и разомкнут когда ток индуктивности около или выше значения I_P,Ref позволяя возрастать переменной частоте контроля [16-18].

Так же с этой контрольной техникой контроллер работает в ИНТР.

Преимущества:

1. Не требует компенсационной рамки;

2. Низкоискаженная форма волны входного тока.

Недостатки:

1. Переменная частота переключения;

2. Требуется подача индуктивного тока;

3. Контроль чувствителен к коммутационным шумам.

Рисунок 6

Рисунок 7

Для избежания слишком высокой частоты переключения, ключ может быть открытым при около нудевом состоянии пересекая линию напряжения. Таким образом вводя мертвое время в линейный ток (пауза). Анализ коеффициента мощности, как функции от этого мертвого времени модно найти в [16,17]. Контроль ІС использующий данную технологию – CS 3810 (Cherry Semicondactor).

Граничный контроль

В этом контроле приближаются, выключатель вовремя постоянный в течение линейного цикла, и ключ сомкнут, когда электроток катушки индуктивности падает к нолю, так, чтобы конвертер работал на границе между Непрерывным и Прерывистым Режимом Тока Катушки индуктивности (CICM-DICM) [20]. Таким образом, диод свободного хода выключен мягко (никакие потери восстановления) и выключатель ключ сомкнут при нулевом токе, так что потери замены уменьшены. С другой стороны повышение амплитуды тока в напряжении на устройстве и потери проводимости могут призывать к более тяжелым входным фильтрам (для некоторых схем).

Этот тип контроля – особый случай гистерезисного контроля, в котором более низкое значение I_v,ref равняется нулю в любом случае.

Принципиальная схема показана на Рис.8. Мгновенный входной ток составлен последовательностью треугольников, чей пики пропорциональны напряжению линии. Таким образом, средний входной ток становится пропорциональным напряжению линии без модуляции цикла в течение в течение линейного. Это характеризует этот контроль как технику "автоматического формирования тока". Обратите внимание, что та же самая стратегия контроля(управления) может быть произведена, без того, чтобы использовать множитель, модулируя выключатель

продолжительность согласно выходному сигналу усилителя ошибки напряжения. В этом случае чувствительность выключателя к току может быть устранена.

Преимущества:

• нет потребности в компенсационной рампе;

• нет потребности в усилителе ошибок тока;

• для контроллеров использующих чувствительность ключа к току, может быть реализовано ограничение по току.

Недостатки:

• переменная частота переключения;

• напряжение катушки должно быть чувствительным, чтобы ощущать обнуление тока индуктивности

- для контроллеров использующих чувствительность ключа к току, контроль чувствителен к коммутационным шумам.

Специальные контрольные ИС: TDA4814, TDA4816, TDA4817, TDA4818 (Siemens), SG3561 (Silicon General), UC1852 (Unitrode) [12], MC33261, MC33262 (Motorola), L6560 (SGS-Thomson) [13].

Прерывистый ток ККМ

С этим подходом, внутренняя токовая петля полностью устранена, так, чтобы выключатель использовался при постоянном периоде и частоте (см. Рис. 9) [21-27]. С конвертером, работающим в прерывистом режиме проводимости (DCM), эта техника контроля позволяет объединить коэффициент мощности, когда используется схемы конвертера подобно обратному ходу луча, Cuk и Sepic. Вместо этого, с повышением ККМ эта техника причиняет некоторое гармоническое искажение в токе цепи [24].

Преимущества:

- постоянная частота переключения;

- нет потребности в частоте переключения

- простой контроль ККМ; Недостатки:

- более высокое токовое напряжение чем при граничном контроле;

- Искажение входного тока с топологией повышения..

Контрольная ИС, определенно развитая для этого типа контроля, - ML4813 (Micro Linear) [22]. Обратите внимание, однако, что каждый PWM контролер для конвертеров переменного тока/постоянного тока может использоваться, чтобы исполнить этот контроль

К ДРУГИМ ККМ ТЕХНОЛОГИЯМ

Хотя повышающие ККМ является наиболее распространенными, другие конвертеры подобно обратноходовому лучу, Cuk и Sepic, хорошо подходят для ККМ устройств. Все они преодолевают некоторых из проблем, с которыми сталкиваются с топологией повышения: например, они позволяют высокочастотную изоляцию, рост напряжения и снижение также хорошо как защиту от перегрузки и запуск. Для этих конвертеров, некоторые из вышеупомянутых методов контроля были предложены, с надлежащими модификациями, чтобы удовлетворить различные характеристики топологии. Мы сначала анализируем обратный ход луча ККМ, который является самым простым решением к изолированным конвертерам, и затем Cuk и структурам Sepic.

ККМ обратнолучевого худо

Первая стратегия контроля, предложенная для этого конвертера была ККМ прерывистого тока [21-23]. Согласно этой технике, конвертер выражает синусоидальный ток без потребности в модуляции периода, то есть в постоянном времени включения и переключающейся частоты. Это очень простой подход удобен для низкомощностных устройств

в то время как для средних уровней мощности лучше использовать конвертер в непрерывном режиме проводимости (CCM), таким образом сокращая текущие напряжения в выключателе. Для этой целиможет использоваться так называемый Зарядовый Контроль, который иллюстрирован в Рис. 8 [28].

Рисунок 8

При данной технике ключ сомкнут на постоянной частоте посредством часового сигнала. Тогда, определяется переправленный вертолетом входной ток I_g и объединяется конденсатором С_Т. Когда напряжение на C_T, пропорциональное заряду, подаваемого входным генератором в переключающемся периоде, достигает синусоидального значения, ключ разомкнут, и конденсатор C_T устанавливается повторно, чтобы быть готовым к следующему циклу коммутации. Таким образом, средний входной ток вынужден следовать за синусоидальным значением, даже если конвертер работает в CCM. С этим контролем субгармонические колебания могут появляться, в зависимости от цепи и ее загруженности. Чтобы избавляться от них, должна быть добавлена компенсационная рампа, которая, однако, увеличивает искажение входного тока. В [28] никакой внешней рампы не используется, но была выбрана более высокое значение индуктивности намагничивания, чтобы уменьшить до незначительной величины интервал времени, в котором появляются субгармонические колебания.

Cuk и Sepic ККМ

Эта топология не так популярна, как ККМ из-за их более высокой сложности как сравнительно с повышающими структурами или структурами обратного хода луча. Подобно конвертеру обратного хода луча, они образуют синусоидальный входной ток, при работе в DCM, без потребности модуляции цикла периода [25-27]. В этом случае простой прерывистый электроток PWM контроля может с пользой применяться, как показано в Рис. 8. С этими конвертерами, однако, входной ток может быть непрерывен даже в DCM [25], что случается, когда электроток диода свободного хода, который является суммой из двух электротоков катушки индуктивности, равен нулю. С надлежащим выбором из двух значений, входной ток катушки индуктивности может быть непрерывен, даже если электроток прерывист. Это уменьшает входные требования фильтра, но высокие текущие напряжения на устройствах остаются.

Пульсация входного тока может быть

далее уменьшена, эксплуатируя другую особенность Cuk и Sepic схем, то есть возможность магнитно соединить эти две катушки индуктивности [26,27]. Таким образом, эти две катушки индуктивности могут быть перемотаны на том же самом магнитном сердечнике, сокращающая таким образом размер и стоимость и, надлежащим выбором магнитных параметров структуры, высокочастотная текущая пульсация может «управляться» от одного проветривания до другого.

Видя, что входной каскады Cuk и Sepic конвертеров походят на такового повышения, кажется естественно применить другие методы контроля, первоначально развитые для повышения ККМ. В частности для среде- и высоко-мощных устройств, CCM более удобен, и средний текущий контроль кажется привлекательным для его полезного действия. Проблема - конструкция внутренней текущей петли с большой шириной полосы, чтобы получить низко-искаженный входной ток. Это показано в [29], что отличается от конвертера повышения, с Sepic и Cuk схемами увеличение мощностного уровня зависит от мгновенного входного напряжения, и присутствие сложных незатухающих полюсов и нолей делает конструкцию сложной для устойчивого контроля. Чтобы преодолевать эти проблемы, необходима подходящая погашающая

сеть, которая должным образом формирует текущую функцию передачи петли без существенных потерь [29]. С этим условием, РАССМОТРЕНИЯ НА ДИНАМИЧЕСКОМ ОТКЛИКЕ ККМ

Как предварительно упомянуто, синусоидальная входная форма волны единственно - фазового ККМ причиняет колебание входной мощности, которая, во всей упомянутой топологии, поглощена конденсатором выходного фильтра. Следовательно, выходное напряжение содержит период пульсации в вдвое больше частоты линии, которая затрагивает форму волны входного тока, если выходная петля напряжения не имеет диапазон значительно ниже частоты линии (типично 20Hz) [30,31]. По этой причине, ответ выходного напряжения на линию и переходные процессы нагрузки малы. В [32] предложены различные модификации основной петли напряжения, чтобы преодолеть эту проблему: в особенности использование фильтров метки, производя выборку сетей, и предложен так называемый «подход диапазона регулирования», чтобы удалить низкую пульсацию напряжения выходного сигнала частоты от сигнала обратной связи.

Полностью различный подход представлен в [33], где использовали схему без обратной связи пульсации, чтобы ускорить контролера за счет намного большей сложности контроля (потребность знания выходной мощности и выходной конденсаторной ценности и дополнительных вычислений).

На скорость отклика к линейным вариациям можно также воздействовать, в случае, в котором получается значение тока. Фактически, когда пики входного напряжения растут, пики входного тока должны уменьшаться, чтобы образовывать постоянную мощность; если синусоидальная форма получена непосредственно от исправленного входного напряжения, как говорилось прежде, шаги опорного сигнала в неправильном направлении, когда изменяется напряжение линии, приводя к тяжелому действию компенсации усилителем ошибки напряжения. Наиболее общее решение этой проблемы состоит в действии упреждающей информации из входного напряжения, как показано в Рис. 9

Здесь, простой низкопроводимый фильтр обеспечивает напряжение пропорциональное среднеквадратичному значению входного напряжения; этот сигнал тогда квадратируется и используется в множителе, чтобы делить текущее значение. Это дает компенсацию за переходные процессы входного напряжения, даже если действие упреждающей информации не мгновенно из-за низкой фильтрации прохода. Таким же образом действие упреждающей информации от нагрузки

Рисунок 10

стандартный PI контролер в текущей петле гарантирует желательный фазовый предел в любом эксплуатационном режиме. Может ускорять динамическое поведение в течение переходных процессов нагрузки.

Рисунок 11

Для этой цели, достаточно умножить значение тока на сигнал, пропорциональный току нагрузки. Полезный подход улучшать динамические эксплуатационные показатели конвертера дается контролером скользящего режима. В [34] эта техника контроля применялся к высококачественному выпрямителю, основанному на Cuk топологии, заканчивающейся хорошим обменом между потребностью в увеличивающейся скорости отклика, сокращающем искажением входного тока и выходной пульсацией напряжения.

На Рис. 10 показана принципиальная схема конвертера. Контроль скользящего режима действует таким образом, чтобы держать околонулевое положение, с помощью контроля гистерезиса, функция ψ, которая является линейной комбинацией входного тока и выходных ошибок напряжения ε_i, ε_u. Таким образом, относительная величина этих двух коэффициентов Kj и Ku определяет, которая переменная (входной ток или выходное напряжение) лучше регулируется.

Как пример динамического поведения конвертера, рис. 11 показывает ток линии и выходное напряжение при запуске: текущее искажение в течение переходного процесса, вызванного высоким напряжением ошибки e_u, является величиной за более быстрый выходной сигнал, динамический, но, в устойчивом состоянии, хорошая текущая форма волны достигнута.

КОНТРОЛЬНЫЕ ИС

На таблице №1 перечислены коммерчески доступные ИС контролеров для ККМ приложений. Таблица получена и из [35]. Часть недавнего тока среднего числа управляет ИС, включают упреждающую информацию напряжения линии (UC1854/A/B семейство, UC1855, L4981/A/B) и загружают упреждающую информацию (L4981/A/B).

Таблица. 3 ИС Контроллеров коэффициента мощности

Постоянная частота. Контроль пикового значения тока	ML4812 (Micro Linear) TK84812 (Toko)
Постоянная частота. Контроль среднего значения тока	UC1854/A/B family (Unitrode) UC1855 (Unitrode) TK3854A (Toko) ML4821 (Micro Linear) TDA4815, TDA4819 (Siemens) TA8310 (Toshiba) L4981A/B (SGS-Thomson) LT1248, LT1249 (Linear Tech.)
Контроль гистерезиса	CS381O (Cherry Semic.)
Граничный контроль	TDA4814, TDA4816, TDA4817, TDA4818 (Siemens) SG3561 (Silicon General) UC1852 (Unitrode) MC33261, MC33262(Motorola) L6560 (SGS-Thomson)
Двухуровневый контроль среднего значения тока	UC1891/2/3/4 family (Unitrode) TK65030 (Toko)
Двухуровневый контроль пикового значения тока	ML4819 (Micro Linear) TK84819 (Toko)
Скачковый автоматический контроль постоянной частоты	ML4813 (Micro Linear)

Насколько граничный контроль имеет отношение, TDA4816, L6560, MC34261 контрольные ИС используют множитель, чтобы обеспечить верхнее значение тока, как показано в Рис. 5, в то время как UC1852 имеет регулируемый по времени ключ и поэтому не нуждается в детектировании тока ключа.

ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ

Далее полученные экспериментальные результаты передаются на два ККМ Sepic конвертера: один - с ККМ контролем прерывистого тока, другой - с контролем среднего тока. Первый опытный образец, номинальный в 100W, использует магнитную концепцию сцепления, чтобы уменьшить [21] пульсацию входного тока. Рис. 12 показывает формы волны исправленного напряжения линии и электротока. Несмотря на некоторое низкое колебание частоты на входном токе, из-за резонанса

м ежду конденсатором передачи энергии C_l и этими двумя индуктивностями, коэффициент мощности близок к единству при номинальных состояниях и уменьшается для высоких напряжениях на линии и легких токов нагрузки.

Второй прототип, работающий в CCM с контролем среднего тока, был оценен в 300W [29]. Рис. 13 показывает формы волны исправленного линейного напряжения и тока, при различных состояниях нагрузки. Форма волны входного тока меньше искажена, чем в предыдущем случае. Соответственно, увеличивается коэффициент мощности. Это ниже также показано на рис. 15, как функция выходной мощности от входного напряжения

Рис. 13. Исправленное входное напряжение и отфильтрованный входной ток ККМ Sepic в CCM, измеренном в Vg=220Vrms и различной выходной мощности: a) 300W, b) 150W, c) 75W. (Передающий коэффициент мощности также обозначен)

Рис.14. Отношение коэффициента мощности и нормализированной выходной мощности при разных значениях входного напряжения

Рис. 15. Отношение коэффициента мощности и выходной мощности при различных значениях входного напряжения

1. Дослідження мікросхеми МС34262.

Вивести часові діаграми у точках Х6, Х7, Х8, Х10.

2. Дослідження однофазного ККП.

Вивести часові діаграми в точках Х2, Х3; дослідити діаграму струму обмотки трансформатора на шунті R4 (точки Х2,Х4); напругу на фільтруючому конденсаторі С2 дослідити в точках Х4, Х3; струм, що потребляє ККП на шунті R6 –в точках Х4, Х5. Напругу на транзисторі VT1 дослідити в точці Х9 (відносно загального проводу), струм трансформатора - в точці Х8 (відносно загального проводу), струм діода VD9 – в точці Х9. Напругу на шунті R19 дослідити в точці Х10 (відносно загального проводу), напругу на навантаженні – в точці Х11 (відносно загального проводу).