Лабораторная работа пэс-02 трехфазный корректор коэффициента мощности
* source PFC 3F
V_V1 N00035 N32475
+SIN 0 24 50 0 0 0
V_V6 N62456 N62796
+SIN 0 24 50 0 0 -120
X_D12 0 N62482 HFA25TB60
V_V2 N00035 N42023
+SIN 0 24 50 0 0 -120
R_R10 N62894 N62738 1
V_V3 N00035 N32687
+SIN 0 24 50 0 0 120
C_C1 N10873 N11770 10u
C_C2 N37740 N11770 10u
C_C3 N37740 N10873 10u
L_L1 N11770 N00103 10uH
L_L2 N10873 N00106 10uH
L_L3 N37740 N00109 10uH
X_D1 N00103 N00137 HFA25TB60
X_D2 N00106 N00137 HFA25TB60
X_D13 0 N62488 HFA25TB60
X_D3 N00109 N00137 HFA25TB60
X_D14 N62518 N62698 HFA25TB60
X_D4 0 N00103 HFA25TB60
X_D5 0 N00106 HFA25TB60
X_D6 0 N00109 HFA25TB60
V_V7 N62456 N62894
+SIN 0 24 50 0 0 120
R_R4 N42023 N10873 1
C_C8 N62734 N62726 10u
C_C6 N37740 N00035 100u
C_C9 N62738 N62726 10u
C_C12 N62456 N62726 100u
C_C10 N62738 N62734 10u
C_C13 N62738 N62456 100u
L_L4 N62726 N62478 10uH
C_C14 N62456 N62734 100u
L_L5 N62734 N62482 10uH
Z_Z2 N62518 N62670 0 IRGPC50F
C_C7 N00035 N10873 100u
R_R5 N32687 N37740 1
L_L6 N62738 N62488 10uH
C_C11 N62698 0 500u
R_R6 0 N62698 20
X_D7 N62478 N62518 HFA25TB60
R_R3 N32475 N11770 1
Z_Z1 N00137 N00264 0 IRGPC50F
R_R7 N62692 N62670 10
X_D9 N62482 N62518 HFA25TB60
C_C4 N00296 0 500u
R_R1 0 N00296 20
X_D8 N00137 N00296 HFA25TB60
R_R2 N00291 N00264 10
R_R8 N62846 N62726 1
V_V4 N00291 0
+PULSE 0 15 0 0.1u 0.1u 30u 100u
X_D10 N62488 N62518 HFA25TB60
V_V5 N62456 N62846
+SIN 0 24 50 0 0 0
V_V8 N62692 0
+PULSE 0 15 0 0.1u 0.1u 30u 100u
R_R9 N62796 N62734 1
C_C5 N00035 N11770 100u
X_D11 0 N62478 HFA25TB60
Схема однотранзисторного АВ с входными индуктивностями в цепи переменного тока (в дальнейшем – “Вариант Б”) представлена на рис. 2.6. На ней V1 – V3 – идеальные источники синусоидального напряжения, моделирующие этот параметр сети; L1 и R1, L2 и R2, L3 и R3 – пассивные параметры сети (активные и реактивные сопротивления подводящих кабелей и питающих трансформаторов, рассчитанные по (1.14.)) фаз A, B, C соответственно. Индуктивности L4 – L6 - накапливающие индуктивности, которые играют такую же роль, как индуктивность L4 в схеме однотранзисторного АВ с входной индуктивностью в цепи постоянного тока “Вариант А” (Рис. 2.2.). Конденсаторы С2 – С4 представляют собой фильтр низких частот совместно с индуктивностями L4 – L6. Роль такого фильтра состоит в фильтрации токов высших гармоник, связанных с работой силового ключа схемы.
В отличие от “Варианта А”, полупроводниковые диоды D1 – D6 представляющие собой собственно сам выпрямитель, являются высокочастотными. Это диктуется тем, что особенностью этой схемы от предыдущей является снижение тока в индуктивностях L4 – L6 до нуля (режим прерывистого тока).
Конденсатор С1 – ёмкостной фильтр. К этому ёмкостному фильтру предъявляются те же требования, что и в предыдущей схеме, т.е. поддержание напряжения в нагрузке в моменты паузы положительного тока через диод D7. Силовой транзистор Z1 предназначен для закорачивания источника питания на индуктивности L4– L6. Источник ЭДС V4 – источник двуполярного напряжения (+15…-6 В.) для управления силовым транзистором Z1. Вместе с сопротивлением R4 представляет собой систему управления и выходные цепи драйверов. Высокочастотный диод D7 необходим для блокирования обратного тока, запасённого в ёмкости С1, при включенном состоянии транзистора Z1. Сопротивление R5 – нагрузка выпрямителя, которую в системах индукционного нагрева представляют инвертор и нагрузочный резонансный контур.
Алгоритм управления силовым транзистором данной схемы соответствует алгоритму управления однофазной схемы АВ при работе в режиме прерывистого тока. Также, как и в схеме “Варианта А”, имея для управления один силовой транзистор, мы не можем обеспечивать раздельное управление токами всех трёх фаз. Режим непрерывного тока в данной схеме не приносит никаких выгод, т.к. нельзя контролировать токи во всех трёх фазах независимо друг от друга, поэтому и осуществляем выбор режима прерывистого тока. Фактически режим прерывистого тока может осуществляться с постоянной и переменной частотой следования импульсов управления. Однако, опять же по причине невозможности независимого регулирования входных токов, режим прерывистого тока с переменной частотой в схеме однотранзисторного АВ с входными индуктивностями в цепи переменного тока невозможно реализовать физически. Невозможность физической реализации обусловлена тем, что мгновенные значения напряжения, прикладываемые к индуктивностям L4 – L6 имеют разные величины. Поэтому кривые изменения входных токов имеют разный наклон (по закону самоиндукции) и значит, не синхронизированы по времени. Таким образом, в данной схеме можно иметь одну лишь обратную связь – по выходному напряжению (напряжению на нагрузке), т.к. фактически повышающий преобразователь с индуктивностью на входе (закрытый вход) представляет собой источник тока, и контроль выходного напряжения является необходимой задачей.
На рис. изображены временные диаграммы токов в узле постоянного тока схемы однотранзисторного АВ с входными индуктивностями в цепи переменного тока. Можно наблюдать импульсы управляющего напряжения силового транзистора Z1 (напряжение на затворе), ток, протекающий через индуктивность L4, ток коллектора силового транзистора Z1, ток через блокирующий диод D7 и ток через сопротивление нагрузки R4.
Так же, как и в предыдущей схеме, при периоде повторения импульсов управления силового транзистора 40 мкс длительность включенного состояния составляет 12 мкс. Эта длительность также диктуется заданным значением действующего напряжения в нагрузке 750 В.
Так же, как и в предыдущей схеме, можно выделить две фазы работы данной схемы:
Во время включенного состояния силового ключа (напряжение на затворе +15 В) ток протекает по коротким контурам через индуктивности L4 – L6 и транзистор Z1. Не считая паразитных активных и реактивных сопротивлений, можно сказать, что звезда питающей сети V1 – V3 подключена к звезде индуктивностей L4 – L6. Таким образом, происходит их накачка током, причём угол наклона кривых токов пропорционален величине напряжения питающей сети. На рис. 2.8 изображены импульсы управления силового транзистора и токи во входных индуктивностях всех трёх фаз при Va>Vb>Vc. Блокирующий диод D7 обеспечивает на обратной ветви характеристики высокое сопротивление для стекания тока конденсатора C1, препятствуя его разряду через транзистор Z1. В это время нагрузка питается от конденсатора C1. Ток, протекающий через сопротивление нагрузки R4, несколько снижает своё значение за счёт ограниченной ёмкости конденсатора C1.
Во время выключенного состояния силового ключа (напряжение на затворе -6 В) ток протекает по контурам через индуктивности L4 – L6, высокочастотные выпрямительные диоды D1 – D6 и высокочастотный блокирующий диод D7 и через конденсатор C1 и сопротивление нагрузки R4. Напряжения на индуктивностях L4 – L6, как и индуктивность L4 предыдущей схеме, создают вольтодобавку.
Таким образом, в данной схеме обеспечивается практически синусоидальное потребление тока из питающей сети, т.к. при равности периода включения силового транзистора, токи во всех трёх фазах принимают максимальные значения, пропорциональные величинам напряжений каждой из фаз соответственно. Далее следует период времени выключенного состояния транзистора, за которое токи во всех фазах гарантированно принимают нулевые значения. После чего идёт следующий цикл работы.
На рис. 2.9. приведены временные диаграммы тока через индуктивности L1 и L4, фазное напряжение (все мгновенные значения для фазы А питающей сети) в схеме однотранзисторного АВ с входными индуктивностями в цепи переменного тока.
Можно наблюдать, что ток, протекающий через индуктивность L4, прерывается (на каждой фазе работы достигает нуля) на всём периоде рабочей частоты питающей сети. Огибающая этого тока имеет синусоидальную форму и одинаковую фазу с соответствующим ему напряжением Va.
Там же можно видеть временную диаграмму тока, протекающего через индуктивность L1. Фактически это ток через индуктивность L4, лишённый высокочастотной составляющей 25 кГц (гармоники, связанные с работой силового ключа отфильтрованы трёхфазным Г-образным низкочастотным фильтром L4-L6 – C2-C4 – конденсаторы включены в треугольник).
Спектральный состав тока фазы А (по 19-ю гармонику включительно) в процентах от первой гармоники в схеме однотранзисторного АВ с входными индуктивностями в цепи переменного тока представлен на рис. 2.10. Из него видно, что гармонический состав токов фаз улучшается и входит в рамки стандарта IEEE 519-1992 для сети с ISC/IL=50…100. Это положение практически сохраняется в области 10…100% от номинальной мощности.
Коэффициент гармонических искажений входного тока, измеренный по 40-ю гармонику включительно, составляет 10,37%. Это значение не выходит за рамки стандарта IEEE 519-1992 для сети с ISC/IL=50…100 (допустимое значение 12%).
Несмотря на соответствие показателей ЭМС стандарту IEEE 519-1992, данная схема не может быть рекомендована для использования по ряду негативных причин: высокая установленная мощность полупроводниковых приборов; большие значения токов гармоник, связанных с работой силового ключа и, как следствие, фильтр НЧ на большое значение реактивного тока.