Определим погрешность преобразования. В результате квантования интервала t0 импульсами длительностью Tx имеем

t0 = N x Tx − (1 − a) Tx .

Результат квантования интервала 10 Tx1 или 10(1 − a) Tx описывается выражением

10(1 − a) Tx = nx Tx − Tx2 .

Рисунок 2.21

63

С учетом того, что

Tx

=Tx получим

2max

(1− a) = 0,1(nx −1) .

Подставив (1−a ) в выражение для

t0 получим

Tx [N x − 0,1(nx −1)] =

t0 .

Откуда

Nx

0,1

fx = −

−0,1nx

1+

.

t0

N x −

0,1N x

Учитывая, что Nx > 0,1nx

и

идеальное

значение

N x , равное t0 f x ,

получим

1

0,1

f x =

(N x −0,1nx )

1 +

.

t0

t0 f x

Из полученного выражения видно, что применяя метод растяжения дробной части периода квантующих импульсов, можно уменьшить погрешность квантования в 10 раз.

Вычисление частоты по предварительно измеренному периоду.

Наиболее перспективным методом для систем управления, содержащих микропроцессор, является метод повышения точности, основанный на вычислении искомой частоты f x по предварительно измеренному периоду Tx ,

т.е. вычислении функции

fx = 1 .

Tx

На низких частотах измерение периода Tx можно осуществить с высокой

точностью. Такую же точность, при вычислении функции fx = 1 можно

Tx

получить только с использованием микропроцессора. Как было получено ранее

Tx = N x T0 (1 +δTx ) .

Тогда

64

fx

=

1

.

N x T0 (1 +δT

)

x

Пусть в процессе

выполнения

деления

1/ N x получим число N fx с

погрешностью δ1 , тогда

f x будет равно

fx =

N f

x

(1+δ1)

T0 (1+δT

)

x

или

fx

N f

x

(1+δ

1

)

=

1+

−1 .

T0

1+

δT

x

Откуда

δ f

=

1+δ1

−1

x

1+δT

x

или

1+δ1 −1

−δT

δ f =

x

или

δ f

≈δ1 −δT .

1+δT

x

x

x

x

Тогда выражение для определения искомой частоты f x имеет вид

fx =

N f

x

(1+δ1 −δT

)

T0

x

или

N f

x

T

0

fx = T

δT0

1+δ1 m

+ T

x

.

0

Итак, для аналого-цифрового преобразования низких частот следует использовать умножение частоты входного сигнала, растягивание дробной части периода и вычисление частоты с помощью микропроцессора по измеренному значению периода Tx .

65

Раздел 3. Аналого-цифровые преобразователи напряжения

3.1.Время-импульсные аналого-цифровые преобразователи

Воснове принципа действия таких АЦП лежат два преобразования: преобразование искомого напряжения в интервал времени и преобразование интервала времени в код. В основе принципа преобразования напряжения в интервал времени лежит развертывающее уравновешивание преобразуемого напряжения U x компенсирующим напряжение Uк. Компенсирующее

напряжение изменяется по линейному закону и представляет собой напряжение пилообразной формы. Простейший вариант построения таких АЦП показан на рис. 3.1. Генератор линейно изменяющегося напряжения ГЛИН, устройство

Рисунок 3.1 сравнения СС или компаратор и триггер Т образуют преобразователь

постоянного напряжения U x в интервал времени Tx . Импульс с выхода делителя частоты ДЧ устанавливает триггер Т в ” единичное” состояние и запускает ГЛИН, с выхода которого на СС начинает поступать линейно изменяющееся компенсирующее напряжение U к (рис. 3.2)

Uк =Uоп τt ,

где Uоп - опорное для ГЛИН напряжение; τ - постоянная времени ГЛИН.

66

Рисунок 3.2

В момент равенства U x и U к , т.е. ti = t1, устройство сравнения своим выходным сигналом устанавливает триггер в исходное или “нулевое” состояние. В результате этого на выходе триггера сформируется импульс, длительность которого Tx пропорциональна преобразуемому напряжению U x .

Поскольку в момент времени t1 Uк =U x1 , то тогда U x равно

U x =Uоп Tτx .

Откуда

Tx = Uτоп U x .

67

Схема совпадения И, ГКИ и счетчик импульсов СТ2 осуществляют преобразование интервала времени Tx в код N x по рассмотренному ранее принципу. Без учета погрешности дискретности имеем

N x =	Tx		=		τ		U x .
	Tо			UопTо
Откуда
U x =		UопTо				N x .
				τ

Погрешность дискретности возникает при преобразовании непрерывной величины Tx в дискретную величину и не превышает ±Tо. С учетом этого выражение для напряжения U х имеет вид

U x = UопτTо (N x ±1) .

Другими источниками погрешности являются отличия Uоп, Tо и τ от своих номинальных значений. Изменения этих параметров приводят к появлению мультипликативной погрешности, причем изменения Uоп и τ приводят к изменению наклона компенсирующего напряжения (рис. 3.3), а

Рисунок 3.3

следовательно, к изменению длительности Tx на ± Tx . Нестабильность частоты квантующих импульсов fо также приводит к погрешности, поскольку

68

при ее изменении изменяется размер единичной меры времени или кванта, равного Tо.

Рисунок 3.4

Источниками аддитивной погрешности являются зона нечувствительности устройства сравнения U , смещение нулевого уровня компенсирующего напряжения Uоп и временные задержки включения ГЛИН и “выключения”

триггера Т. Наличие зоны нечувствительности			СС приводит к тому,			что	она
срабатывает либо при Uк =U x +		U , либо при Uк =U x − U (рис. 3.4). Это
приводит к	тому, что U x будет	преобразовано либо в (Tx +			T ),	либо в
(Tx − T ). К такому же результату		приводит	и	наличие задержек включения
и выключения дискретных элементов, в преобразовании U x в					Tx .	Наличие
смещения	нулевого уровня компенсирующего			напряжения	Uk0	так	же

приводит к изменению длительности Tx (рис. 3.5).

Кроме рассмотренных статических погрешностей, АЦП обладает и динамической погрешностью, обусловленной изменением U x за время преобразования Tx .

69

Рисунок 3.5

Поскольку в процессе работы АЦП преобразуемое напряжение U x

непосредственно сравнивается с компенсирующим напряжением, то рассмотренный АЦП осуществляет преобразование мгновенного значения преобразуемого напряжения

3.2. Интегрирующие аналого-цифровые преобразователи напряжения

Интегрирующие АЦП, как правило, состоят из двух преобразователей: преобразователя напряжения в длительность импульсов или частоту и преобразователя длительности импульсов или частоты в код.

Достоинствами интегрирующих АЦП являются: высокая помехоустойчивость, минимальное число необходимых точных компонентов, низкая стоимость.

70

3.2.1. Принципы построения интегрирующих преобразователей "напряжение - время" и "напряжение - частота"

Вопросы преобразования длительности импульсов или частоты были рассмотрены ранее, поэтому в дальнейшем будем рассматривать только первое преобразование в интегрирующем АЦП: “напряжение – длительность” или “напряжение - частота”.

Преобразователи напряжения в длительность импульсов обычно называют преобразователями “напряжение - время” (ПНВ). При построении ПНВ и преобразователей “напряжение - частота” (ПНЧ) в последнее время чаще всего используется принцип двухтактного интегрирования, сущность которого состоит в изменении интервала (ов) интегрирования двух функций

U1(t) и U 2 (t)

до тех пор, пока

значения интегралов этих функций не будут

равны, т.е.

t2

t4

∫U1(t)dt = ∫U 2 (t)dt .

t1

t3

В соответствии с этим принципом в первом такте, равном

T1 = t2 −t1,

(рис. 3.6,а) производится интегрирование некоторого входного сигнала U1, а

затем во втором такте,

равном

T2 = t4 − t3 ,

осуществляется

интегрирование

другого входного сигнала U2 до тех пор, пока результаты в первом и втором

тактах интегрирования

не будут равны. Выходные сигналы интеграторов UИ

1

и U И2 , выполненных на ОУ, равны:

UИ = −U1

t2 −t1

≈ −U1

T1 =UИ

и UИ

2

= −U2

t4 −t3

≈ −U2

T2 =UИ ,

1

τ

1

СР τ

1

τ

2

СР τ

2

где τ1 = R1 C1 ,τ2 = R2 C2 .

В момент достижения их равенства, которое фиксируется схемой сравнения СС (UСС = 0 ),

71

Рисунок 3.6

U1	T1		=U2		T2		.
СР τ		1		СР τ		2
			72

Если U1СР измеряемая величина U х, а U2СР образцовая величина Uо, то

U x =Uo T2 ττ1

T1 2

и измеряемая величина может быть как прямо пропорциональна, так и обратно пропорциональна длительности одного из тактов преобразования. Для исключения влияния на результат преобразования нестабильности постоянных времени интеграторов и параметров усилителей используют один интегратор, а полярности входных сигналов интегратора применяют обратными, например, если U1 имеет положительную полярность, то U2 - отрицательную полярность.

Диаграмма изменения выходного напряжения интегратора UИНТ при реализации принципа двухтактного интегрирования приведена на рис. 3.7.

В первом такте длительностью T1 выходное напряжение интегратора

UИНТ изменяется от некоторого начального уровня (в нашем случае от нуля) по линейному закону

UИНТ =U1 τt

и в момент времени t , равный T1 , достигнет некоторого максимального значения UМ , т.е.

UМ =U1 τT1 ,

1

где τ1 - постоянная времени интегратора в первом такте.

Во втором такте длительностью T2 происходит обратное изменение выходного напряжения интегратора от UМ до исходного уровня, т.е. нуля

		T1			t
	UИНТ =U1			−U2			,
		τ1	+		τ2

где τ2 - постоянная времени интегратора в втором такте.

При t =T2 выходное напряжение интегратора UИНТ достигнет исходного значения, т.е. нуля. Тогда

73

U1 T1 +(−U2 ) T2 = 0.
τ1	τ2

Рисунок 3.7 Если за время двух тактов интегрирования постоянная времени

интегратора осталась неизменной, т.е. τ1 =τ2 , то

U1T1 + (−U 2 )T2 = 0 .

Откуда соотношение длительностей тактов определяется равенством

T1	= −	(−U2 ) .
T		U	1
2
	74

В зависимости от того, как организован цикл двухтактного интегрирования, ПНВ и ПНЧ делятся на четыре большие группы. Классификация преобразователей, в основе принципа действия которых положен принцип двухтактного интегрирования, приведена на рис. 3.8.

Рисунок. 3.8.

ПНВ с заданной длительностью цикла интегрирования. В этих преобразователях фиксируется или организуется схемотехническим путем постоянное значение суммарной длительности двух тактов T в течении времени преобразования входного напряжения, т.е. цикла преобразования

T=T1 +T2 = const .

Вобщем случае значение T можно изменять, например, подстраивая цикл преобразования под период помехи. В таких преобразователях принимают

U1 =U x −Uоп и U2 =U x +Uоп,

где Uоп - опорное для АЦП напряжение (на электрической принципиальной схеме обозначают как U R ). Принцип двухтактного интегрирования в ПНВ с заданным циклом интегрирования поясняется рис. 3.9. В первом такте на вход

Рисунок 3.9

75

интегратора подают сумму преобразуемого напряжения U x								и отрицательного
опорного напряжения (−Uоп) , а во втором					сумму преобразуемого U x и
опорного напряжений (Uоп) . Тогда
		(U x −Uоп)T1 + (U x +Uоп)T2 = 0
				или
		U x (T1 +T2 ) −Uоп(T1 −T2 ) = 0 .
Откуда
	U x	= T1 −T2 = T1 −T2		или	U	x	= Uоп (T −T ) .
Uоп		T1 +T2	T				T	1	2
Из полученного выражения видно, что разность длительностей тактов
(T1 −T2 ) пропорциональна преобразуемому напряжению U x ,									а коэффициент

пропорциональности определяется значениями опорного напряжения Uоп и

длительностью цикла преобразования T .

При реализации ПНВ с заданным циклом интегрирования отпадает необходимость в коммутации преобразуемого напряжения U x , т.к. коммутация перенесена в цепь опорного напряжения Uоп. Поскольку Uоп = const , то в этом случае гораздо проще скомпенсировать остаточные параметры ключа.

ПНВ и ПНЧ с заданной длительностью одного такта. В таких преобразователях «напряжение-время» (рис. 3.10) обычно принимают U1 =U x и U2 = −Uоп . Тогда

Ux =Uоп T2 , T1

а длительность T1 схемотехническим путем поддерживается постоянной, т.е.

T1 = const . В этом случае T2 прямо пропорциональна преобразуемому напряжению U x .

76

Рисунок 3.10

В ПНЧ с заданным тактом преобразования (рис. 3.11) напряжения U1 и

U2 определяются равенствами

U1 =U x −Uоп и U 2 =U x .

Рисунок 3.11

Тогда

(U x −Uоп)T1 +U xT2 = 0 или U x (T1 +T2 ) −UопT1 = 0 .

Откуда

U	x	=		UопT1		=U T		1	=U T f	x	.
			T +T
						оп 1 T			оп 1
			1		2			x
При T1 = const частота					следования				импульсов пропорциональна

преобразуемому напряжению U x .

ПНВ и ПНЧ с заданной амплитудой изменения выходного напряжения интегратора. В таких ПНВ и ПНЧ первый такт заканчивается тогда, когда напряжение на выходе интегратора достигнет заданного уровня Uм , а второй такт – тогда, когда это напряжение возвратится к исходному уровню. Следовательно, в таких ПНВ и ПНЧ Uм = const . Учитывая, что Uм -

77

это заданное (постоянное) значение выходного напряжения интегратора, то длительности тактов определяются выражениями:

T1 = Uм τ и T2 = Uмτ .

U1 U2

В таких преобразователях «напряжение-время» (рис. 3.12) обычно

U1 =U x −Uоп и U2 =U x +Uоп

Рисунок 3.12 т.е. так же как и в ПНВ с заданным циклом интегрирования и поэтому функция

преобразования будет описываться полученным для них выражением

Ux =Uоп T1 −T2 , T

но в данном случае значение T неизвестно и для определения U x необходимо измерять не только разность (T1 −T2 ) , но и T , а затем выполнить операцию деления. Очевидно, что область применения таких ПНВ зависит от наличия микропроцессора в средстве измерений. Однако рассмотренные ПНВ широко используются для преобразования напряжения в широтно-импульсно модулированный сигнал при передачи на большие расстояния.

В рассмотренных ранее ПНВ и ПНЧ сигнал управления ключом формируется независимо от значения выходного напряжения интегратора. В ПНВ и ПНЧ с заданной амплитудой сигнал управления формируется в момент равенства UИНТ =Uм с помощью схемы сравнения СС или компаратора.

78

В преобразователях «напряжение-частота» (рис. 3.13) чаще всего устанавливают U1 =U x , U 2 = −U x . Тогда T1 =T2 . Поэтому

fx =	1	=	1	=	U x	.
			T1 +T2		2Uмτ
	Tx

Рисунок 3.13 Такие ПНЧ часто называют ПНЧ с изменением направления

интегрирования. Основным недостатком рассмотренного ПНЧ является зависимость частоты от постоянной времени τ .

ПНЧ с заданным интегралом компенсирующего импульса. В таких ПНЧ не формируется опорный временной интервал, а функцию интеграла опорного сигнала выполняет предварительно заряженный конденсатор.

3.2.2. Время-импульсный интегрирующий аналого-цифровой преобразователь напряжения.

В таких АЦП осуществляется на основе принципа двухтактного интегрирования преобразование напряжения в интервал времени, причем длительность первого такта интегрирования остается постоянной. Рассмотрим один из вариантов такого АЦП, структурная схема и временные диаграммы которого изображены на рис. 3.14. Интервал времени от t1 до t2 соответствует первому такту интегрирования. Его длительность задается частотой генератора Г и разрядностью счетчика СТ. Импульс сигнала “Пуск” устанавливает триггер T1 в исходное состояние и замыкается ключ Кл.1. На вход интегратора подается входное напряжение U x . Выходное напряжение интегратора начинает линейно

79

убывать и схема сравнения СС переключается в “единичное” состояние, разрешая прохождение импульсов с выхода генератора Г через схему совпадения И на вход счетчика СТ. Этот процесс продолжается до момента переполнения счетчика СТ (t2 ). Импульс переполнения счетчика перебрасывает триггер T1 в единичное состояние, при этом триггер T2 также устанавливается в единичное состояние. Ключ Кл.1 размыкается, а ключ Кл.2 замыкается и на вход интегратора начинает поступать опорное напряжение ( −Uоп ). Выходное напряжение интегратора начинает линейно возрастать, а

счет импульсов в счетчике начинается с нуля (после переполнения). Этот процесс продолжается до тех пор, пока выходное напряжение интегратора не станет снова равным нулю (момент t3 ). В момент времени t3 схема сравнения

возвращается в исходное состояние и прекращается поступление импульсов на счетчик СТ, а триггер T2 возвращается в исходное состояние, размыкая ключ Кл.2. Число импульсов N x записанное в счетчике СТ пропорционально преобразуемому напряжению. При рассмотрении принципа двухтактного интегрирования было принято, что суммарное приращение интеграла за цикл

интегрирования равно нулю, т.е.

t2	t3
∫U1dt + ∫(−U 2) = 0 С учетом принятых при рассмотрении АЦП
t1	t2
обозначений выражение принимает вид
	−	U x (t2 −t1 )				+	U 0 (t3 −t2 )		= 0
		τ1
							τ2
или
			U1T1	+		(−U2 )T2		= 0
			τ1				τ2

Строго говоря τ1 ≠τ2 , т.к. они зависят не только от параметров самого интегратора, но и от параметров ключей и от выходного сопротивления источников напряжения U x и Uоп. Если считать, что сопротивление замкнутых

80

а)

б)

Рисунок 3.14 81

ключей и выходные сопротивления источника опорного напряжения Uоп

и измеряемого напряжения U x равны нулю, то можно считать, что τ1 =τ2 =τ .

Только после такого допущения можно считать, что приращение интеграла за цикл интегрирования не зависит от τ и, следовательно,

−U x (t2 −t1) +U оп(t3 −t2 ) = 0

или

U	x	=U		t3 −t2			.
			оп t		2	−t
						1

В следующем цикле интегрирования τ может иметь другое значение, но оно не должно изменяться в пределах цикла интегрирования (t3 −t1), т.е. к

постоянной времени интегратора τ предъявляется требование кратковременной стабильности или стабильности в пределах одного цикла интегрирования.

Длительность первого такта интегрирования или такта интегрирования преобразуемого напряжения задается максимально возможным числом, которое можно записать в счетчик Nmax , и длительностью тактовых импульсов Tо, т.е.

t2 −t1 = NmaxTо .

Тогда

U

x

=U

(t3 −t2 )

=U

оп

(t3

−t2 )

f

о

.

оп N

max

T

N

max

о

Из полученного выражения видно, что

интервал

времени (t3 −t2 )

пропорционален напряжению

U x .

Если

пренебречь

погрешностью

дискретности, то можно записать

(t

−t

) =

N

T = N

1

.

3

2

x

о

x fо

Тогда U x равно

U x =Uоп

N x

fо

=Uоп

N x

.

Nmax

fо

Nmax

Из полученного выражения видно, что число

N x , записанное в счетчик

во втором такте интегрирования,

прямо пропорционально преобразуемому

82

напряжению U x и не зависит	от	частоты тактовых импульсов fо . Чисто
формальное исключение частоты	fо	из функции преобразования справедливо

при условии, что частота тактовых импульсов остается неизменной в пределах цикла интегрирования (t3 −t1). Но от одного измерения к другому частота тактовых импульсов fо может изменяться. Таким образом, здесь имеется полная аналогия с вопросом о стабильности постоянной времени τ , т.е. требуется кратковременная (в течении цикла интегрирования) стабильность, но не требуется долговременной стабильности ни τ , ни fо .

Если вместе с входным сигналом на вход АЦП поступает помеха (рис. 3.15), то в первом такте интегратор интегрирует помеху вместе с полезным сигналом, а во втором такте и полезный сигнал и помеха отключаются от входа интегратора. Для исключения влияния помехи на результат преобразования или для подавления помехи необходимо подобрать длительность первого такта интегрирования, равную периоду помех Tпом . Тогда интеграл от сигнала помехи будет стремиться к нулю и выходной код N x не будет зависеть от помехи. Длительность первого такта интегрирования изменяют путем

изменения частоты		тактовых импульсов	fО , а эффективность подавления
помехи зависит от		того, насколько точно	будет выполняться соотношение
t2 −t1 = Tпом.

Рисунок 3.15

83

Рассмотрим источники возникновения погрешностей АЦП. Основной составляющей погрешности является погрешность дискретности. Она возникает в результате квантования интервала времени (t3 −t2 ), в который преобразовано напряжение U x . С учетом погрешности дискретности имеем

(t3 −t2 ) = TоN x ±Tо = Tо(N x ±1) = TоN x [1±1/ N x ].

Тогда U x равно

U		= U		1	N				1
							1	±		.
			оп Nmax
	x					x			N x

С учетом идеального значения N x			, равного				U x		Nmax , выражение для
							Uоп
U x имеет вид
	N x					Uоп
U x =Uоп				1±				.
	Nmax				U x Nmax
Откуда
δ = ±			Uоп			.
		U x Nmax

Из выражения для функции преобразования видно, что отличие Uоп от своего номинального значения вызывает мультипликативную составляющую погрешности. Другие составляющие погрешности обусловлены неидеальностью ключей и интегратора. Наличие зоны нечувствительности схемы сравнения так же приводит к погрешности преобразования.

Принцип двухтактного интегрирования с заданным тактом широко используется в интегрирующих вольтметрах. На его основе созданы АЦП в интегральном исполнении: 572ПВ2, 572ПВ5 и 572ПВ6. АЦП 572ПВ2 предназначен для светодиодной индикации, а 572ПВ5 – для жидкокристаллической. Комплект микросхем 1108ПП2 и 572ПП2 позволяет создать АЦП, способный работать в комплексе с микропроцессорами.

84

3.2.3. Частотно-импульсныe интегрирующие аналого-цифровые преобразователи напряжения

Такие АЦП строятся на основе интегрирующего ПНЧ и АЦП частоты периодического сигнала. Общая для всех структурная схема приведена на рис. 3.16.

Рисунок 3.16 Рассмотрим два наиболее распространенных варианта двухтактного

интегрирования, используемых при построении ПНЧ.

ПНЧ с заданной длительностью такта интегрирования. Ранее было показано, что для таких ПНЧ функция преобразования имеет вид

U x =UопT2 f x .

Подставив в функцию преобразования ПНЧ функцию преобразования АЦП частоты, получим:

					1
U x =UопT2	f0 N x
		1	±δ f0	±		.
	k
					N x

Рассмотрим принцип действия такого ПНЧ, структурная схема и временные диаграммы которого приведены на рис. 3.17. Преобразуемое напряжение U x подается на интегратор и интегрируется с постоянной времени

R1C . Выходное напряжение интегратора поступает на схему сравнения СС, на второй вход которой подано некоторое пороговое напряжение Uп . В момент равенства выходного напряжения интегратора Uинт и порогового Uп схема сравнения выдает короткий импульс на запуск формирователя опорного

85

импульса (ФОН). ФОН формирует в течении интервала времени длительностью t0 прямоугольный импульс с амплитудой Uоп, полярность которого обратная по отношению к U x . Цикл работы ПНЧ определяется интервалом времени Tx ,

равным сумме интервалов первого tи и второго t0 тактов интегрирования, т.е.

Tx = tи +t0 . В первом такте интегратор осуществляет интегрирование только входного напряжения U x с постоянной времени τ1. Во втором такте интегратор интегрирует одновременно два напряжения, причем U x интегрируется с постоянной времени τ1, а ( −Uоп) с постоянной времени τ2 . Следовательно,

tи U x

+

t0

U x −

t0

Uоп = 0 .

τ1

τ1

τ2

Откуда

tи +t0

U x =

t0

Uоп

τ1

τ2

или

Tx U x =

t0

Uоп.

τ1

τ2

Откуда

1

= f

x

=τ2

U x

.

T

τ

1

U

t

0

x

оп

С учетом того, что τ1 = R1C и τ2 = R2C получим

fx =

R2

U x

.

R1

Uопt0

86

Рисунок 3.17 Из функции преобразования видно, что коэффициент передачи ПНЧ

определяется отношением суммирующих сопротивлений интегратора и площадью опорного импульса и не зависит ни от порогового напряжения Uп ,

ни от емкости интегратора C . Однако и Uп и C не должны изменяться в

87

течении цикла интегрирования Tx , т.е. к этим параметрам предъявляется кратковременная стабильность.

Отечественная промышленность выпускает ПНЧ с заданной длительностью такта интегрирования типа КР1108ПП1. Этот ПНЧ содержит выходной каскад с открытым коллектором. Напряжение питания этого каскада выбирается из условия согласования с последующими цифровыми устройствами. Кроме того, в ПНЧ КР1108ПП1 есть возможность отключения выходного каскада. Это позволяет подключать несколько АЦП к одной линии связи.

ПНЧ с заданной амплитудой напряжения на выходе интегратора. В

ПНЧ с заданной амплитудой в первом такте длительностью t1 напряжение на выходе интегратора изменяется до напряжения заданной амплитуды, которое для таких ПНЧ является опорным. Во втором такте выходное напряжение интегратора возвращается к начальному значению. Если в первом такте на вход интегратора подавать U x , а во втором – ( −U x ), то как было получено ранее частота выходного сигнала будет равна

fx =U x 1 τ . 2Uм

Рассмотрим реализацию принципа двухтактного интегрирования с заданной амплитудой выходного напряжения интегратора (рис. 3.18). Входное напряжение U x поступает на вход модулятора, выполненного на ОУ У1, где оно преобразуется в импульсы прямоугольной формы с амплитудой +U x и

( −U x ). При разомкнутом ключе Кл коэффициент передачи модулятора равен

+1, а при замкнутом – (-1). Работой ключа Кл управляет схема сравнения СС. В первом такте, интегрируя напряжение U x , выходное напряжение интегратора изменяется от ( +Uоп) до ( −Uоп) в течение времени t1.

88

Рисунок 3.18

89

Во втором такте под воздействием напряжения ( −U x ) выходное напряжение интегратора изменяется от ( −Uоп) до ( +Uоп), т.е. возвращается в исходное состояние. Переключение направления интегрирования осуществляется схемой сравнения в момент равенства выходного напряжения интегратора и опорного напряжения, т.е. Uп =Uоп . Опорное напряжение формируется из выходного напряжения схемы сравнения формирователем опорного напряжения ФОН, причем полярность Uоп совпадает с полярностью выходного напряжения интегратора. Поэтому заданное напряжение интегрирования Uм будет равно размаху опорного напряжения, т.е. Uм = 2Uоп. С учетом того, что Uм = 2Uоп и

τ = R1C1 частота выходного сигнала будет

fx =U x 4Uоп1R1C1 .

Откуда

Ux = 4UопR1C1 fx

ис учетом функции преобразования АЦП частоты периодического сигнала получим

						1
	f0 Nx
U x = 4UопR1C1			1	±δ f0	±		.
	k
						Nx
Из полученного выражения видно,		что		изменение Uоп, R1 , C1 и f0

приводит к появлению мультипликативной погрешности.

3.3. Аналого-цифровые преобразователи последовательного приближения.

В таких АЦП (рис. 3.19) преобразуемое напряжение U x сравнивается с уравновешивающим напряжением U0 , которое изменяется скачкообразно и приближается к напряжению U x по определенной программе. Схема сравнения СС выдает на устройство управления УУ информацию о том, какое из двух

90

напряжений больше U x или U0 . Если U x >U0 , то на выходе схемы сравнения будет "нулевой" уровень, а если U x <U0 , то - "единичный". Весь процесс преобразования тактируется генератором тактовых импульсов ГТИ. С приходом первого тактового импульса устройство управления формирует двоичный код, у которого во всех разрядах, кроме старшего разряда, устанавливаются нули, а в старшем разряде устанавливается единица. Этот код подается на преобразователь «код-напряжение» (ПКН), на выходе которого из опорного напряжения Uоп формируется напряжение U0 . Оно для 4-х

разрядного ПКН может изменяться ступенями 8q , 4q , 2q , 1q , где q - размер

кванта. Итак, на ПКН поступает код 1000, в соответствии с которым U0 равно

8q . Затем схема сравнения оценивает знак разности между напряжениями U x и

U0 . Если U0 <U x , то установленная в старшем разряде единица в дальнейшем сохраняется, а если U0 >U x - то единица сбрасывается, т.е. в дальнейшем в этом разряде будет сохраняться нуль. Затем таким же образом проверяется, нужна ли единица в соседнем младшем разряде АЦП. Уравновешивание продолжается до тех пор, пока не будут опрошены все разряды АЦП, включая самый младший разряд. По окончанию преобразования U x равно

							1
U	x	= N	x	q 1	±				,
						N
							xmax
где Nxmax = 2n - максимальное				значение				N устройства управления.

Рассмотренная программа уравновешивания реализуется устройством

91

Рисунок 3.19

92

управления УУ, которое обычно называют регистром последовательного приближения. Время преобразования АЦП Tпр определяется длительностью периода тактовых импульсов Tгти и количеством разрядов АЦП " n ".

Tпр = n Tгти

Отечественная промышленность выпускает в интегральном исполнении следующие АЦП последовательного приближения: 572ПВ1, 572ПВ3, 572ПВ4, 1108ПВ1, 1113ПВ1.

3.4. Аналого-цифровой преобразователь параллельного преобразования

В основе принципа действия АЦП параллельного преобразования лежит метод непосредственной оценки, в соответствии с которым значение измеряемой величины определяется непосредственно по отчетному устройству средства измерений, осуществляющего преобразование измеряемого сигнала в одном направлении без применения отрицательной обратной связи. Этот метод позволяет строить быстродействующие, но сложные в реализации АЦП. Рассмотрим принцип действия АЦП параллельного преобразования, структурная схема которого изображена на рис. 3.20. Рассматриваемый АЦП преобразует входное напряжение U x в n-разрядный двоичный код. Поэтому с

выхода АЦП может быть получено m = 2n различных кодовых комбинаций, соответствующих m различным значениям входного сигнала, которые задаются делителем напряжения ДН. АЦП состоит из трех основных узлов. Первый из них ДН представляет собой прецизионный делитель опорного напряжения Uоп, обеспечивающий (m-1) последовательно включенных одинаковых ступеней напряжения, и является по своей сути многозначной нерегулируемой мерой (рис. 1.1). Обычно ДН выполняют из низкоомных сопротивлений для того, чтобы ток, текущий через резистор ДН, превышал входной ток компаратора более чем на три порядка. Блок компараторов БК

93

Рисунок 3.20

состоит из (m-1) компараторов K1 ÷ Km−1. Измеряемое напряжение U x

подается одновременно на входы всех (m-1) компараторов. Короткий импульс синхронизации Uси открывает одновременно все компараторы и на входе БК формируется унитарный или единичный позиционный код, соответствующий значению измеряемого напряжения U x . Этот код поступает на дешифратор ДС,

где он преобразуется в выходной двоичный код Nx .

Для более точной фиксации на временной оси измеренного значения U x

используют быстродействующие устройства выборки и хранения. Отечественная промышленность выпускает в интегральном исполнении

АЦП параллельного преобразования типа К1107ПВ1, К1107ПВ2, К1107ПВ3, обеспечивающие преобразование напряжения U x в прямой, обратный,

дополнительный и обратный дополнительный двоичный код. 94