Teoria_SURRT

К1

C ф

1

Rф

Rn

R1

RК1

En

VT1

2

N

EС

R

2

R

U

Н

Н

RС

Рис. 2.1. Схема питания n-каскадного усилителя

Известно [2], что ОС изменяет неравномерность АЧХ (и другие характеристики) усилителя в (1 К ) раз. Положительная ОС увеличивает неравно-

мерность. Это повышение допускают не более 5%. Тогда усиление Тпар любой петли паразитной ОС не должно превышать Тпар < 0,05. Для исключения же самовозбуждения необходимо обеспечить по каждой петле запас устойчивости 2 раза (Тпар 0,5) [2]. Вытекает, что требования к паразитным ОС из условия стабильности характеристик гораздо жестче, чем из условия устойчивости. Помимо самовозбуждения и стабильности характеристик, при построении цепей питания необходимо учитывать проникновение на входы каскадов пульсаций напряжения ИП. Простейший способ ослабления пульсаций и паразитных ОС через ИП – шунтирование его большой емкостью Сбл , что эквивалентно уменьшению сопротивления RП. Но требуемая величина Сбл при этом может составлять тысячи микрофарад. Второй способ, эффективный и распространенный – применение RC– и LC–фильтров (рис.2.2), включаемых на пути обратной передачи в петле паразитной ОС.

31

2.2. RC и LC развязывающие фильтры.

В случае использования RC–фильтра коэффициент Фр развязки в предположении ( Cф)-1 << Rд1 (Rд1 – сопротивление по переменному току коллекторной цепи I каскада) (см. рис. 2.1, 2.2, а) составляет [2]

Фр				2
	U П	U П				(2.1)
				1 ( RфCф ) .

Отсюда определяют емкость

С

R

L

R1

R

1

ф

фильтра:

.

ф

ф

д .

С

.

U

ф

.

U

'

'

n

n

U

U

Ф2

1

( R

n

n

С

) ,

(2.2)

ф

р

н ф

где н – нижняя граничная а б

частота полосы пропускания
устройства;	Рис. 2.2. Построение развязывающих фильтров

Фр Тпар Тпар доп ;

Тпар доп – допустимое значение петлевого усиления паразитной ОС.

В усилителях с разделительными емкостями при < н одновременно умень-шаются коэффициенты развязки Фр и обратной передачи пар , поэтому глубина паразитной ОС не увеличивается. При последовательном включении двух фильтров с коэффициентами развязки Фр1 и Фр2 суммарный коэффициент Фр = Фр1 Фр2 . Для уменьшения емкости Сф сопротивление Rф выбирают наибольшим, определяемым допустимым падением Uф на нем напряжения EП ИП. Обычно при последовательном включении двух (редко более) RC–фильтров падение на каждом выбирают в пределах (0,05…0,15)EП, при параллельном – до 0,3EП. Иногда при помощи сопротивления Rф приходится гасить значительные излишки напряжения питания. Наличие сопротивления Rф уменьшает напряжение UП0 питания каскада: UП0 = EП ( – коэффициент использования напряжения ИП). С учетом этого функционирование RC–фильтра оценивают коэффициентом стабилизации [2]

K ( dEП EП ) : ( dU П U П 0 ) ( dEП dU П ) (U П 0 EП ).

32

Но	dEП dU	П						Фр , поэтому K = Фр . Уровень пульсаций на
				U П	U	П

выходе ИП обычно задают исходя из требований питания оконечного каскада. При больших токах сопротивление Rф приходится выбирать малым, и

требуемое значение Сф резко возрастает. В этом случае иногда применяют LC– фильтр (см. рис. 2.2, б), имеющий в предположении ( Cф)–1 << Rд1 коэффициент развязки

Фр

1

2

.

(2.3)

U П

U

RфCф

П

Для него = 1

и K = Фр. Дополнительно к этому, в области 0

< р =

совпадают по фазе, в области > р – проти-

= 1 LфCф напряжения U П

и U

П

воположны, что необходимо учитывать при построении устройств. Рабочей

областью является > р. При больших значениях Фр (см. (2.3)) Ф				р	2 L C	,
					ф ф
что при фиксированной индуктивности Lф дает
C	Ф	р	( 2 L ).		(2.4)
ф			н ф

Недостатками RC– и LC–фильтров являются: большие величины емкостей при низкой частоте н ; падение напряжения ИП (в RC– фильтрах); отсутствие развязки на нулевых частотах, из-за чего они практически непригодны для усилителей постоянного тока. Первый и третий недостаток устранимы с помощью электронных стабилизаторов (СТ), выходное сопротивление которых может быть настолько малым (доли ома), чтобы обеспечить устойчивую работу на нулевых частотах.

2.3. Стабилизаторы напряжения

СТ характеризуются следующими параметрами [4] (рис. 2.3, а): максимальное (оно же номинальное) выходное напряжение U2 mах , диапазон его регулирования и допустимая относительная нестабильность 2 U2 доп U2 ; мак-

симальный (он же номинальный) ток IН нагрузки и диапазон его изменений IН (обычно принимают IН min = 0 и IН = IН max , иначе СТ может выйти из строя при

33

холостом ходе или в моменты включения при индуктивном характере нагруз-

ки); выходное сопротивление	Rв ых dU2		dIН	U	const ;	коэффициент стаби-
				1
лизации K U2dU1 U1dU2 R	Н	const ; коэффициент				полезного действия

U2 maxIн max (U1номI1ном ) (U1 ном , I1 ном – номинальные входные напряжение и ток). Временной (температурный) дрейф характеризуют абсолютным либо относительным изменением выходного напряжения за определенное время (в определенном диапазоне температур).

СТ бывают параллельного и последовательного типов. Параллельный СТ (рис.2.3, б) содержит регулирующий 1 и опорный 3 элементы, сравнивающий и усилительный элемент 2. В нем при пренебрежении током через внутреннее

сопротивление Ri	элемента 1 выполняется условие	IУ IР IН
(U1 U 2 ) R0 , откуда [4]
IУ IР IН	( U1 U2 ) R0 ,	(2.5)

где IУ , IР , IН , U1 , U2 – приращения (изменения) соответственно токов сравнивающего, регулирующего элементов и нагрузки, входного и выходного

напряжений.

В реальных СТ IУ << IР. С

учетом этого при U1 = U2 = 0

(неизменное входное и идеальная

а

стабилизация выходного напря-

I

1

R0

жений) из выражения (2.5) следу-

Iр

Iу Iн

ет IР = – IН , т.е. токи нагрузки

R

2

Rн

U2

и регулирующего элементов из-

U1

меняются противоположно.

Если

i

1

же IН = const, то IР U1

3

R0 –

б

Рис. 2.3. Функциональные схемы cтабилизатров напряжения:

а – общая; б – параллельного типа

изменение тока прямо пропорционально приращению напряжения U1. Из этого вытекает, что минимальный ток IР min регулирующего элемента соответствует

34

максимальному току IН max нагрузки и минимальному входному напряжению U1 min . Тогда при U1 U1ном

IР ном IP min (U1ном U1min ) R0 .

Очевидно, IР ном >> IР min, если сопротивление R0 СТ мало. Максимальный ток IР max , по которому подбирают элемент 1, соответствует режиму холостого хода и напряжению U1 max :

IР max IP min IН max (U1max U1min ) R0 (U1max U1min ) R0 I1min ,

где I1 min = IР min + IН max – минимальный входной ток параллельного СТ.

Полагая в (2.5) U1	= 0, подставляя IУ U 2 RУ и IР Ki	IУ , прихо-
дим к выражению для выходного сопротивления СТ
Rв ых R0 || R ,		(2.6)
где R RУ ( 1 Ki ) –	так называемое характеристическое сопротивление,
равное выходному сопротивлению активной части СТ (при R0 || Ri		);

RУ – суммарное входное сопротивление элемента 2 с учетом элемента 3; Ki – суммарный коэффициент усиления тока элементов 2 и 1.

Часто R0 R

. Тогда Rв ых R .

Подставляя в (2.5)

IУ U 2

RУ , IР Ki IУ

и I Н

U 2

RН , можно

получить

K

U2

U1

U2

R0

.

(2.7)

U2

U1

U1

R0 || RН || R

В большинстве случаев R0( Н ) R , поэтому K U2 R0 (U1R ), т.е. для увели-

чения коэффициента стабилизации надо уменьшать характеристическое сопротивление. Это же необходимо для снижения выходного сопротивления. Требуемое достигают повышением коэффициента Ki усиления.

На практике часто применяют простейший параллельный СТ напряжения, называемый параметрическим [5] (рис. 2.4, а). Стабилитрон VD совмещает функции опорного и регулирующего элементов. Колебания напряжения U1 или

35

тока IН приводят к изменению тока Iд = Iст , но напряжение U2 = Uст изменяется незначительно: Uст const. Поэтому U1 = UR0 и Iст U1 R0 , где U1 ,UR0 , Iст – изменения соответственно напряжений U1, UR0 и тока Iст стабилитрона; R0 – балластное сопротивление (рис. 2.4, в).

Для рассматриваемого диодного СТ справедливы соотношения (2.5 – 2.7) при Ki = 0 и

RУ rд U ст Iст (U ст max Uст min )( Iст max Iст min ) ,

где rд – дифференциальное сопротивление стабилитрона, который подбирают исходя из значений напряжения U2 и тока IН . Очевидно, при Ki = 0 R = rд, т.е.

в диодных СТ характеристическое сопротивление является величиной задан-

ной. Соответственно Rв ых rд и K U 2 R0					(U1rд ). Ток Iст min выбирают в преде-
+	R0 I1	Iн			R01		R02
			Rн
									Rн
U1	Iд		U2	U	VD1		VD2			U2
-		VD		1

а

в

Рис. 2.4. Параметрические стабилизаторы напряжения:

а, б – схемы; в – характеристики

б

лах 2…3 мА для маломощных и 3…5 мА для мощных стабилитронов. Сопротивление rд , зависящее от тока Iст , принимают равным номинальному (среднему) значению. Исходя из допустимого тока Iст доп оценивают максимальный ток нагрузки.

Диодные СТ просты и надежны, но их недостатками являются невозможность регулировки выходного напряжения и невысокий коэффициент стабилизации (порядка 15…50), особенно при больших токах нагрузки IН > Iст ном . Воз-

36

можный способ увеличения параметра K – применение каскадных схем (рис. 2.4, б). Расчет такого СТ выполняется “справа налево” [4]. Выходное сопротивление определяется стабилитроном VD2. Диодные СТ применяются в основном в качестве источников опорного напряжения в более мощных СТ и для питания слаботочных схем, например, цепей смещения. В этом случае удается обеспечить условие IН max Iст min , при котором стабильность может быть приемлемой. Температурный и временной дрейф параметрического СТ такой же, как у отдельного стабилитрона. В широком интервале температур дрейф напряжения U2 доходит до 10% и более, т.е. намного превышает нестабильность напряжения U1 и тока IН . Анализ показывает [4], что однокаскадный параллельный СТ (содержит однокаскадный регулирующий элемент) не имеет преимуществ перед диодным, а двухкаскадный (с двухкаскадным регулирующим элементом) уступает двухкаскадному последовательному СТ.

Последовательный СТ (рис.2.5) напряжения содержит регулирующий 1 и опорный 3 элементы, сравнивающий и усилительный элемент 2. В нем выполняется условие [4] IУ IН IР (U1 U2 ) Ri (Ri – внутреннее сопротивление элемента 1), откуда для приращений

IУ IН IР ( U1 U2 ) Ri .

(2.8)

В реальных СТ IУ << IН . С учетом этого при U1 = U2 = 0 следует IР =IН , т.е. ток регулирующего элемента повторяет изменение тока нагрузки. Если

Рис. 2.5. Функциональная схема стабилизатора напряжения последовательного типа

37

(U1min

Р max

IН max

же IН = const, то IР U1 Ri – изменение тока элемента 1 противоположно изменению тока через сопротивление Ri, которым принципиально нельзя пренебрегать. Из этого следует, что в последовательном СТ максимальный ток IР max регулирующего элемента соответствует максимальному току IН max нагрузки и минимальному входному напряжению U1 min.: I U2 ) Ri

(часто с запасом принимают I Р max I Н max ). Последовательный СТ не может ра-

ботать в режиме холостого хода (в этом случае IР < 0). Для нормального функционирования через элемент 1 должен протекать минимальный (остаточный) ток IР min IН min (U1max U2 ) Ri . Ток IН min обеспечивают подключением на выходе постоянного сопротивления (шунта). Тогда по отношению к внешней нагрузке холостой ход допустим, но под током IН max надо понимать сумму токов собственно нагрузки и шунта IШ = IН min . В рабочем режиме напряжение на регулирующем элементе UР = U1 – U2 . Но в момент включения (с учетом емкости на выходе) и при коротком замыкании UР = U1 , из-за чего регулирующий элемент выбирают из условия UР max = U1 max .

Полагая в (2.8) U1 = 0, IУ U 2										RУ и IР Ki	IУ , имеем [4]
Rв ых Ri || R ,											(2.9)
где параметры R RУ						( 1 Ki ) , RУ , Ki				аналогичны параметрам параллельного
СТ, а подставляя сюда же IН U2									RН	и те же IР и IУ , находим коэффици-
ент стабилизации
K	U2		U1		U2			Ri	.		(2.10)
	U1		U2		U1		Ri	|| RН || R
В последовательных						СТ,		как и	в	параллельных,	Ri( Н ) R . Поэтому

KU2 Ri (U1R ). Из-за неидеальных свойств регулирующего элемента Ri ,

икоэффициент стабилизации имеет конечное значение.

Однокаскадный последовательный СТ и его малосигнальная эквивалентная схема приведены на рис. 2.6, а, б. Усилительная часть представлена транзистором VT, опорная – стабилитроном VD, стабилизированным напряжением Е0 и балластным сопротивлением R0 . По-существу, СТ представляет собой эмит-

38

Rв ых

терный повторитель, потенциал базы которого стабилизирован, а напряжение коллекторного питания изменяется в широких пределах.

Сравнивая схемы		рис. 2.5 и рис. 2.6, а, б, устанавливаем:		I Р I К ,
RУ rБ R0 || rд rБ rд ,		Rв ых R rЭ ( rд rБ ) (1 ) ,	K U2 Ri	(U1R ) =
U r	(U R ) , где rЭ , rБ , r , – параметры транзистора VT в схеме с ОЭ (см.
2 К	1	К

подразд. 1.3); rд – дифференциальное сопротивление стабилитрона VD. Количественные расчеты показывают, что при средних значениях параметров транзисторов средней мощности rК = 5 кОм, rБ = 20 Ом, = 30, IК = 0,25 А и rд = 10

Ом выходное сопротивление и коэффициент стабилизации примерно равны 1 Ом и 125 раз. Величина K приемлема, но Rвых сравнительно велико и ограничивает максимальный ток нагрузки в однокаскадном СТ.

В рассматриваемом СТ напряжение Е0 предполагалось абсолютно постоянным. На практике диодный СТ питается от того же источника. ОбозначивЕ0 = h U1 (h < 1) и включив этот источник переменного напряжения последовательно с сопротивлением R0 , можно показать [4], что коэффициент стабилизации уменьшается в (1+ hrд Ri ( R0 R )) раз. Наиболее часто балластное сопро-

тивление R0 подключают ко входу СТ напрямую, что резко снижает значение K. Действительно, в этом случае изменения выходного и опорного напряжений примерно одинаковы (изменением напряжения база – эмиттер транзистора VT пренебрегаем). Поэтому коэффициент стабилизации СТ близок к аналогичному опорной части, который по причине небольшого значения R0 (100…300 Ом) не превышает 10…20.

Основной недостаток однокаскадного последовательного СТ – сравнительно большое выходное сопротивление. Лучшие свойства имеет двухкаскадный СТ (рис. 2.6, в), в котором транзистор VT1 является регулирующим элементом, а транзистор VT2 – сравнивающим и усилительным. В этом случае [4]

IР IК 1 , RУ rд Rв х2 rд rБ 2 ( 1 2 )rЭ 2 , Ki 1 2 и R =

( rд Rв х2 )( 1 1 2 ) , где IК1, 1 – ток коллектора транзистора VT1 и коэффи-

циент передачи его тока в схеме с ОЭ; Rвх2 , rБ2 , rЭ2 , 2 – входное сопротивление и параметры транзистора VT2; rд – дифференциальное сопротивление стабилитрона VD. Например, при IК2 = 10 мА, rБ2 = 50 Ом, 1 = 2 = 30 и rд =10 Ом

39

имеем Rвых 0,15 Ом. Выигрыш по сравнению с однокаскадной схемой значительный. Соответственно возрастает и коэффициент стабилизации: K 1000.

			VT	Iн		б		Б’		Iн
	R0									rэ
U			VD	Rн		U1	*		rб	Rн	U2
					U		rк
1					2				rд	R
										0
			а				б
		+E 0	VT1
+
		R0		VD Iн			VT VD			Iн
			Iб1						R1		U2
					Rн	U				Rн
U1	I			VT2
		0 Iк2				2	I		R2
					Rд
				Iб2			д
-
					-E д
			в				г

Iн

		Rн					U2
VT VD		Rдел	U2
	I	U2
	д
	д						е

Рис. 2.6. Схемы последовательных стабилизаторов на дискретных элементах

40