Teoria_SURRT

R1 +E п

			+
Uсм
				_
		VD		R2
				R3
				а

+E п	DA1		I
			1
	_
	+		VT1

R3 R2 Uст

I1	VT3
	I2
Uвых	VT2

VT1

R1

б

VT3	R5	Uвых
		R7
I2	R6
R3 R4
VT2		Uст
R1		R8
R2	U
	тд

в

Рис. 2.16. Реализация ГСН на ИС

Имея компенсированный опорный элемент VD с фиксированным напряжением U ст = 6,2 В, можно построить с помощью буферного операционного усилителя DA1 ГСН на любое требуемое напряжение Uв ых (рис.2.16, а). Опор-

ный элемент, представляющий последовательное соединение стабилитрона и

диода, включается в любой полярности. Необходимый рабочий ток	его
Iст = 7,5мА задается сопротивлением R1 , величина которого, например,	при

Uв ых = 10 В составляет 510 Ом (при этом R2 = 3,83 кОм и R3 = 6,19 кОм ). По

61

рассматриваемой схеме строятся так называемые стабилитронные ИС, обеспечивающие ст = 30 10–6 % /град. Они, как и их дискретные аналоги, обладают существенным недостатком: имеют высокий уровень шума, который сильнее в стабилитронах с лавинным пробоем (U ст > 6 В). Для уменьшения шума исполь-

зуют стабилитронную структуру с так называемым захороненным, или подповерхностным, слоем [8].

В последнее время в ГСН в качестве опорных элементов все шире применяют так называемые стабилитроны с напряжением запрещенной зоны, которые было бы точнее назвать U БЭ -стабилитронами [8] (рис. 2.16, б). В них элементы VT1, VT2 и R1 образуют ТЗ с коэффициентом передачи KI < 1. Оче-

видно,

U БЭ1 m T ln( I1		) ,
	IЭ 0
U БЭ 2 m T ln( I2		) ,
	IЭ 0
I2 (U БЭ1 U БЭ 2	) R1 = m T ln( I1 I2 ) R1 ,
U R 2 I2 R2 R2 mkT ln( I1 I2 ) ( qR1 ) ,
Uст U R 2 U БЭ 3 ,

где U БЭ1 , U БЭ 2 , U БЭ 3 – напряжения база – эмиттер Т VT1…VT3;

I1 , I2 – входной и выходной токи ТЗ;

U R 2 – падение напряжения на резисторе R2 .

Из этого следует, что напряжение U R 2 , в отличие от U БЭ 3 , имеет положи-

тельный температурный коэффициент. Поэтому, подбирая (в зависимости от тока) величину R2 , можно обеспечить нулевой коэффициент ст , что, как ока-

зывается, выполняется при Uст 1,22 В (напряжение запрещенной зоны крем-

ния при температуре абсолютного нуля). Ток I1 ТЗ задают при помощи сопро-

тивления R3 или от ГСТ. Подключая рассматриваемый опорный элемент в пре-

дыдущую схему вместо стабилитрона VD, можно получить ГСН на любое требуемое напряжение.

62

В весьма распространенной схеме ГСН на основе U БЭ -стабилитрона [8] (рис. 2.16, в) элементы VT1, VT2 и R1 образуют ТЗ с коэффициентом передачи

KI =	0,1.	По аналогии со схемой рис. 2.16, б ток I2 m T ln10 R1 . Поэтому
U R 2	( I1	I2 )R2 11 m T R2 ln10 R1 и Uст U R 2	U БЭ1	= 1,22 В. Ток ( I1 I2 )
создает на сопротивлении R2 напряжение U R 2			U тд	с положительным темпе-

ратурным коэффициентом, которое можно использовать в качестве выходного сигнала температурного датчика. Цепь отрицательной ОС (усилитель DA1, делитель R7 R8 , Т VT1 и VT2) дополнительно компенсирует возможные измене-

ния Uв ых . Существуют также другие варианты построения U БЭ -стабилитро-

нов, но все они основаны на ТЗ с кратным отношением токов и сложении напряжений U БЭ и вырабатываемого ТЗ.

Дальнейшие улучшение параметра ст достигают температурной стаби-

лизацией всего ГСН (термостатированием). Как известно, обычному термостатированию присущи громоздкость, сравнительно большая потребляемая мощность, медленные разогрев и выход на режим (10 и более минут). Поэтому в последнее время температуру стабилизируют на уровне кристалла (чипа) ИС, включая в состав последней нагревательную схему с температурным датчиком. Подход впервые опробован в 60-х годах фирмой Fairchild (США), выпустившей стабилизированную дифференциальную пару А726 и предварительный усилитель постоянного тока А727. Позже появились “термостатированные” ГСН, например, серии National LM399, которые имеют ст = 2 10–5 % /град. Та-

кие ГСН производятся в стандартных транзисторных корпусах типа ТО-46, имеют нагреватели с мощностью потребления 0,25 Вт и временем выхода на режим не более 3 с. Они построены на стабилитронах с захороненным слоем. Отметим также, что на основе последних путем качественного схемотехнического решения фирмой Linear Technology (США) созданы ГСН без подогрева, имеющие ст = 0,05 10–6 % /град и на порядок лучшие характеристики по дол-

говременной стабильности и шуму [8].

63

2.8.Особенности построения цепей смещения и стабилизации режимов телевизионных интегральных схем

Для смещения и стабилизации режимов телевизионных (ТВ) аналоговых и аналого-цифровых ИС в полном объеме используют рассмотренные выше способы и схемотехнические приемы. Одновременно при решении этой задачи в ТВ ИС средней и (сверх)большой степени интеграции применяют специфические подходы, вытекающие из необходимости наличия в упомянутых ИС достаточно большого количества стабильных напряжений и токов. Часто их образуют от одного (двух) высокостабильного источника опорного напряжения (ВИОН), например U БЭ -стабилитрона, и совокупности (вторичных) активных схем генерирования, значительно более простых, чем операционные усилители в ГСН (см. рис. 2.16, а, в).

Наиболее простая схема генерирования стабильного напряжения, которую условно обозначим СГН1, построена на основе дифференциального усилителя и ТЗ с коэффициентом передачи KI = 1 (рис. 2.17, а). Если транзисторы

VT1 и VT2, VT3 и VT4 попарно идентичны и коэффициенты передачи тока

, то U Н	Uоп , причем отрицательный температурный коэффициент на-
пряжения U БЭ	не влияет на величину U Н . При конечных значениях и прене-
брежении I Б 2	выполняется неравенство I К 1 I К 2 , где I К1 IЭ3 ( 2 ) ( 1) ;
I К 2 ( IЭ3 I Н ) ( 1) ; IЭ3 ( IК1 ) – ток эмиттера (коллектора)		Т VT3 (VT1);
I К 2 ( I Б 2 ) – ток коллектора (базы) Т VT2; коэффициенты передачи токов всех Т
приняты одинаковыми. Поэтому U БЭ1 U БЭ 2 и выходное напряжение меньше
опорного (входного), причем разность U Uоп U Н зависит от температуры, с
ростом которой (при термостабилизированном напряжении U оп		и отрицатель-
ном температурном коэффициенте напряжения U БЭ ) увеличивается ток IЭ3 .
Упомянутая температурная зависимость напряжения U Н		практически

полностью устраняется в схеме генерирования с условным обозначением СГН2, образованной из СГН1 посредством замены в ней сопротивления RЭ ге-

нератором стабильного тока на Т VT6 и VT7 (изображены штрихами на рис. 2.17, а). В схеме СГН2, как и в СГН1, разность ( I К1 IК 2 ) прямо пропорцио-

64

VT3

VT4

Uп

3

Iвх

1

VT5

2

Iн

VT1 VT2

ВИОН

Uоп

R1

R3

4

Н

Rэ

R4

5

VT7

VT6

Rэ

R2

R5

а

Uп

VT3

VT4

3

Eп

Н

Iвх

VT5

2

1

VT6

Iн

VT1 VT2

ВИОН

Uоп

R1

Rэ

Rд

VT8

VT7

R2 Rэ

б

Рис. 2.17. Схемы генерирования напряжений и токов

65

нальна току I Н нагрузки. Но здесь она практически не зависит от температуры,

так как коллекторные токи IК1 и I К 2 стабилизированы введенным ГСТ (изме-

нения вследствие температурных приращений параметров I К 0 и транзисто-

ров менее существенны). Поэтому схема СГН2 обеспечивает стабильное напряжение U Н при бόльших токах нагрузки. Для хорошей термокомпенсации выбирают R2 RЭ .

В схемах СГН1 и СГН2 выполняется условие U Н Uоп . Дополнительным введением в них делителя напряжения на сопротивлениях R3 – R5 образуются схемы генерирования с условным обозначением соответственно СГН11 и СГН22, формирующие на своих выходах 2, 4 и 5 большее, равное и меньшее (по сравнению с U оп ) напряжения (см. рис. 2.17, а). Например, напряжение на выходе 2 U Н U оп ( R3 R4 R5 )( R4 R5 ) . Стабильность генерируемых постоянных напряжений обеспечивается такая же, как в соответствующих схемах СГН1 и СГН2.

Имея высокостабильное опорное напряжение U оп , небольшим видоизме-

нением схем СГН1 и СГН2 образуются схемы генерирования стабильного тока с условными обозначениями соответственно СГТ1 и СГТ2 (рис. 2.17, б). В обеих схемах генерируемый ток нагрузки равен IН Uоп Rд . Для уменьшения разности напряжений дифференциальной пары введен составной транзистор VT5, VT6, с учетом которого влияние тока I Н на разбаланс коллекторных то-

ков IК1 и I К 2 ничтожно мало и стабильность тока I Н в схеме СГТ1 достаточно высока. Поэтому схему СГТ2 применяют относительно редко.

Метод получения от одного ВИОН всех питающих напряжений и токов часто применяют в ТВ аналоговых ИС средней степени интеграции, предназначенных для формирования (обработки) одного полезного сигнала. Его реализуют с помощью единой схемы генерирования напряжений и токов (СГНТ), содержащей один ВИОН и совокупность рассмотренных выше СГН и СГТ, которые соединены по последовательно-параллельному принципу.

Применение единой СГНТ (вследствие возможности возникновения паразитных связей через цепи смещения и стабилизации режимов) нецелесообразно в ТВ аналоговых и аналого-цифровых ИС, отвечающих хотя бы одному

66

из следующих признаков: рабочий диапазон частот простирается выше 15 МГц; одновременная обработка нескольких полезных сигналов; (сверх)большая степень интеграции. В них используют метод генерирования питающих напряжений и токов, который логично назвать функциональноузловым: в каждом (нескольких) функциональном(ых) узле(ах) присутствует своя СГНТ, которая, по сравнению с единой СГНТ, не содержит ВИОН, более проста в реализации и, как следствие, обеспечивает меньшую стабильность опорных напряжений и токов. ИС с функционально-узловым методом формирования более критичны к изменению питающих напряжений.

3.БАЗОВЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ПРЕОБРАЗОВАНИЙ ТЕЛЕВИЗИОННЫХ СИГНАЛОВ

3.1. Составные транзисторы

Схемная реализация преобразований сигналов в ТВ ИС представляет сочетание различных базовых элементов, одним из которых, часто используемым, является составной Т (схема Дарлингтона) [4,8] (рис. 3.1, а). Представляя БПТ эквивалентной схемой с ОЭ для области нижних и средних частот, можно показать, что суммарный коэффициент передачи тока равен

1 2 1 2

1 2 ,

(3.1)

где 1 ( 2 ) – коэффициент передачи тока Т VT1 (VT2).

Обычно Т VT1 и VT2 однотипны и не могут находиться оба в нормальном режиме, поскольку IЭ1 = IБ2 << IЭ2. Поэтому токовый режим выравнивают заданием в узловую точку соединения эмиттера первого и базы второго Т неизменного тока, равного разности желательных значений IЭ1 и IБ2, что выполняется, например, посредством сопротивления R1 (см. рис. 3.1, а). Другие пара-

метры составного Т определяют по формулам [4]

r r

( r

r

) (1

2

) ,

r*

r*

|| r*

(1

2

) r*

2 ,

Э

Э 2

Э1

Б 2

К

К 2

К1

К 2

I*

I

*

(1

2

)I*

,

(3.2)

К 0

К 02

К 01

67

где rЭ ( rЭ1 , rЭ2 ), rК* ( rК*1 , rК* 2 ), rБ ( rБ1 , rБ 2 ) – дифференциальные сопротивления эмиттерного перехода, коллекторного перехода в схеме с ОЭ и объемное сопротивление базы Т Дарлингтона (VT1, VT2); IК (IК1, IК2), IЭ (IЭ1, IЭ2), IБ (IБ1, IБ2), I К 0 ( IК 01, IК 02 ) – токи коллектора, эмиттера, базы и тепловой ток коллектора в схеме с ОЭ Т Дарлингтона (VT1, VT2).

При этом выражение (3.2) для тока I К 0 получено в предположении IБ1 = 0

и, значит, 1IБ1 = 0. Тепловой ток Т Дарлингтона весьма значителен, что является серьезным недостатком и затрудняет применение германиевых составных транзисторов.

В Т Дарлингтона UБЭ 2UБЭ1 2UБЭ2 и UКЭ нас >> UБЭ2 (UБЭ , UКЭ нас – на-

пряжения база – эмиттер и коллектор – эмиттер (в режиме насыщения); UБЭ1, UБЭ2 – напряжения база – эмиттер Т VT1, VT2). Его быстродействие относительно невелико, так как Т VT1 не может включить быстро Т VT2. С учетом

К

К

Iк

Iб1

Iк2

R1

Б

VT1

Iк1

VT2

VT2

Iэ1

Б

Iэ2

VT1

R1

	Э	Э
а		б
	Э	С

Б

VT1

VT2

З

VT1

VT2

R1

Iк

R1

К	И

в г

Рис. 3.1. Разновидности составных транзисторов

68

этого между базой и эмиттером Т VT2 включают сопротивление R1, предотвращающее смещение последнего в область проводимости из-за токов утечки обоих Т. Величину сопротивления R1 выбирают так, чтобы падение напряжения UR1 и ток IR1 через него удовлетворяли условиям UR1 << UБЭ2 , IR1 << IБ2 . Обычно значение R1 составляет сотни (тысячи) ом для мощных (маломощных) Т Дарлингтона. Промышленность выпускает составные Т в виде законченных модулей, включающих обычно и эмиттерное сопротивление R1 .

Широкое распространение, особенно в ИС, получило соединение по схеме Шиклаи (Sziklai) [8], называемое также комплементарной схемой Дарлингтона [3], которая эквивалентна n-p-n и p-n-p Т (соответственно рис.3.1, б и в). В ней

= 1 2 ,

S = IK /(m T ),

Rв х = rБ 1 +(1+ 1 )rЭ 1 rБ 1 + m Т /IK ,

R	r*	|| ( r*		(1	2	)) r*	2,
в ых	K 2	K1				K 2
( r*	r*	(1	2	)),			(3.3)
К 2	K1

где , S, IK , Rв х , Rв ы х – соответственно коэффициент передачи тока, крутизна, ток коллектора, входное и выходное сопротивления комплементарного Т Дарлингтона.

Достоинством рассматриваемой схемы является то, что мощным n-p-n (p-n-p) БПТ можно заменить мощный p-n-p (n-p-n) БПТ. Для улучшения свойств на высоких частотах, как и в составном Т Дарлингтона, вводят сопротивление R1 .

В схеме Дарлингтона на ПТ в качестве VT2 целесообразно использовать БПТ (рис. 3.1, г). Рассматриваемое соединение эквивалентно ПТ с параметрами

[3]
S S1 2 ,	Rв х = RЗ И 1 ,	Rв ых rK*	2 ,	(3.4)

где S1 ( 2 ) – крутизна (коэффициент передачи тока) T VT1 (VT2); RЗ И 1 – сопротивление затвор – исток T VT1; смысл остальных параметров пояснен выше.

69

3.2. Каскады с ОЭ и ОИ

Наиболее часто в качестве простого элемента преобразований ТВ сигналов используют каскад с ОЭ, функциональная схема которого содержит источники смещения ЕБ, питания ЕК и источник сигнала ЕГ с внутренним сопротивлением RГ (рис. 3.2, а). Для него, используя малосигнальную модель БПТ в схеме с ОЭ, можно получить (при дополнительном условии ЭК = 0) следующие соотношения, справедливые на нижних и средних частотах [4]:

Rв х = U в х

Iв х

( r r R

Э

) 1

ое

( r R

Э

) ( r r R

Э

)

Б Э

Э

Б

Э

rБ (1 )( rЭ RЭ ) ,

R

R ||( r* (1

Б

)) R ,

в ых

K

K

K

KU U в ых

EГ ое RK (1 ое Б )( RГ rБ rЭ RЭ ) ,

KI IK

I Г

оеRГ

(1 ое Б )( RГ

rБ rЭ RЭ ) ,

(3.5)

где Rв х , Rв ы х – входное и выходное сопротивления каскада;

KU , KI – коэффициенты усиления по напряжению и току;

rБ , rЭ

, r

, – параметры Т VT1;

К

ое

r

( r

R ) ;

К

К

К

Б ( rЭ RЭ ) ( RГ rБ rЭ RЭ );

I Г

EГ RГ – по теореме об эквивалентном генераторе;

приближенные равенства справедливы при r R .

К

К

Очевидно, при RГ = 0 и rЭ +RЭ >> rБ

KU RK

rЭ RЭ . Если дополни-

тельно RЭ = 0 (отсутствие ОС), то KU RK

rЭ

I K RK ( m T ) U RК

( m T ) ,

где UR К – падение постоянного напряжения на нагрузке RК . При RГ >> rБ ( Э ) и RГ >> RЭ коэффициент усиления KI = – . Значит, для достижения максимального значения KI (KU) необходимо работать от генератора тока (напряжения). Реализуемые обычно величины KU составляют 50…500, бόльших добиваются использованием вместо сопротивления RК ГСТ. Из выражения (3.5) следует, что максимально возможное значение KU max, соответствующее нагрузке RК , ограничивается дифференциальным сопротивлением коллекторного

70