Teoria_SURRT

лектора широко используют в интегральных схемах. В каскадах с термокомпенсацией возможны не только полная компенсация температурной нестабильности, но даже перекомпенсация. Однако метод уменьшает (устраняет) только те изменения I К , которые происходят под влиянием температуры. С

учетом этого и необходимости индивидуального подбора сопротивлений термокомпенсацию на дискретных элементах применяют относительно редко [2].

Как показано в подразд. 1.4, с ростом температуры ток IС стока ПТ уве-

личивается при малых значениях и уменьшается при больших, из-за чего их сток-затворная ВАХ поворачивается вокруг термостабиль-ной точки. Последняя у ПТ с управляющим переходом и n-каналом (p-каналом) отстоит от точки запирания UЗИ отс примерно на 0,60 (0,85) В [2]. Обычно рабочую точку выби-

рают значительно выше термостабильной, поэтому ток IС снижается с ростом температуры. Температурная зависимость IС ( T ) намного слабее аналогичной у БПТ (примерно 0,6% на градус в случае ПТ с управляющим переходом), что позволяет обойтись без стабилизации, если функционирование каскада происходит в нешироком интервале температур. Но она принципиально необходима при смене ПТ, имеющих большой производственный разброс тока стока.

Стабилизация тока стока ПТ осуществляется теми же методами, что у БПТ. Основным является метод отрицательной ОС по постоянному току. Применительно к ПТ с управляющим переходом простейшей является схема истоковой стабилизации (схема автоматического смещения) (рис.2.10, а), в которой

+E с

+Eс

+E с

R

R

R1

Rс

R

Rс

1

с

1

VT

VT

VT

R2

Rи

R2

Rи

R2

Rи

а

б

в

г

Рис. 2.10. Схемы смещения и стабилизации ПТ

51

IС ос IС ( 1 SRИ ) ,	(2.20)
где IС ос ( IС ) – приращение тока с учетом (без учета) ОС; S	– крутизна ПТ;

T SRИ – петлевое усиление.

При необходимости глубину F 1 T ОС увеличивают повышением сопротивления RИ . Тогда падение напряжения на нем может превысить требуе-

мое напряжение смещения. Для его частичной компенсации в схему вводят дополнительно сопротивление R1 (см. рис. 2.10, а). С помощью делителя R1 R2 на затвор ПТ подается некоторое отпирающее напряжение от ИП.

Схема комбинированной (исток – стоковой) стабилизации режимов ПТ с управляющим переходом (рис.2.10, б) подобна аналогичной в БПТ и содержит две отрицательные ОС по току, создаваемые сопротивлениями RИ и RC . С учетом R1 R2 RC петлевое усиление [2] T S( RИ RС R2 ( R1 R2 ) ). Необходимо отметить, что применительно к рассматриваемому типу ПТ нельзя создать схему чисто стоковой стабилизации ( RИ 0 ), так как без сопротивления

RИ не обеспечить требуемого напряжения смещения.

Схемы смещения и стабилизации режимов ПТ с изолированным затвором приведены на рис. 2.10, в, г. Как известно, в ПТ с индуцированным каналом на затвор подается напряжение смещения, превышающее пороговое и совпадающее по знаку с напряжением ИП. Это выполняется с помощью делителя R1 R2 .

Причем, сопротивление R1 можно подключить к ИП непосредственно или че-

рез сопротивление RC (см. рис. 2.10, в). Последнее (изображено штриховой ли-

нией) соответствует схеме стоковой стабилизации. Для повышения стабильности дополнительно включают сопротивление RИ истоковой стабилизации.

Петлевое усиление, определяющее степень уменьшения нестабильности, рассчитывается аналогично комбинированной стабилизации ПТ с управляющим переходом.

Ток ПТ со встроенным каналом протекает и в отсутствии смещения. Но часто он мал. Для его увеличения на затвор с помощью делителя R1 R2 подают отпирающее напряжение (см. рис. 2.10, г). Дополнительно можно включить в исток сопротивление RИ истоковой стабилизации или (и) использовать стоко-

52

Rв ых

вую стабилизацию. В усилительных схемах подложку ПТ с изолированным затвором обычно соединяют с истоком.

Для смещения и стабилизации режимов интегральных схем (ИС) пригодны и применяются все способы, рассмотренные в подразд. 2.5. Вместе с тем при решении этой задачи в аналоговых ИС используют также специальные подходы, вытекающие из особенностей аналоговой микросхемотехники: невозможность получения индуктивностей и емкостей большой величины и, как следствие, построение схем без разделительных (блокировочных) емкостей и с электронными эквивалентами индуктивностей; невысокие точность реализации и температурная стабильность параметров интегральных элементов, невозможность (ограниченность в гибридных ИС) наладки (подгонки номиналов), что требует соответствующих схемных решений и широкого использования отрицательных ОС по постоянному и переменному току; предпочтительное применение в монолитных ИС активных элементов по сравнению с пассивными; высокая степень идентичности одинаковых элементов, особенно в монолитных ИС.

2.6. Генераторы стабильного тока

Для смещения и стабилизации режимов ИС широко используют генераторы стабильного тока (ГСТ): для стабилизации режимов и в качестве активной нагрузки усилительных каскадов; в качестве ИП эмиттеров Т дифференциальных усилителей; в интеграторах, генераторах пилообразного напряжения и т.д. [8]. Под ГСТ понимают двухполюсник, ток через который практически не зависит от приложенного напряжения [2]. Если на такой двухполюсник подать сумму постоянного U и переменного U~ напряжений, то его сопротивление

Ri U ~	I~	для переменной составляющей будет высоким. Сопротивление
R U	I	для постоянной составляющей обычно требуется небольшое. Важ-

нейшими параметрами ГСТ являются выходное сопротивление Rв ых (в идеале

), выходной постоянный ток Iв ых I и рабочий диапазон – диапазон выходного напряжения, в котором ГСТ сохраняет свои свойства [8].

53

) R1 ,

( E U БЭ

Простейший ГСТ (рис. 2.11, а) обеспечивает ток Iв ых

где U БЭ , – напряжение база – эмиттер и коэффициент передачи тока Т. Для определения параметра Rв ых напомним, что выходное сопротивление каскада с ОЭ (без учета нагрузки) составляет [4]

R	r ( 1	Б	) r ( 1 R		( R	r	R )) ,	(2.21)
в ых	К		К	Э	Г	Б	Э

	+Eп				+E п	+E п		+Eп
				VT2	Rэ
	Н					Н		Н
R1
	VT			VT3	VT1	VT		VT
R2	R			R2 Н		Rи		Rи
	э
	а				б	в		г
				+E п
	VT3	Н				+E п		+E п
					Н
							Н
						VT1		VT1
	VT4
				VT1
				VT2		VT2		VT2
	VT5					Rи		Rи
	R2			Rэ
		д			е		ж
	Рис. 2.11. Схемы генераторов стабильного тока

54

U БЭ . Со-

где RГ – эквивалентное (с учетом делителя смещения) сопротивление генера-

тора; RЭ – суммарное (с учетом дифференциального сопротивления rЭ ) сопро-

тивление в цепи эмиттера.

Применительно к рассматриваемому ГСТ выражение (2.21) трансформируется в Rв ых rК ( 1 rЭ ( R1 rБ rЭ )). При малых токах величина Rв ых составляет десятки и сотни килоом. Рабочий диапазон соответствует изменению напряжения U К на коллекторе в пределах от UЭ U БЭ 0,7 В до ЕП . Основными недостатками этого ГСТ являются: относительно невысокое выходное сопротивление; низкая температурная и режимная (при изменении напряжения ЕП ИП) стабильность выходного тока.

Для повышения стабильности с помощью дополнительных сопротивлений R2 и RЭ вводится эмиттерная стабилизация ГСТ (см. рис.2.11, а), при ко-

торой ток Iв ых ( E R2 ( R1 R2 ) U БЭ ) RЭ . Она, как следует из соотношения

(2.21), увеличивает сопротивление Rв ых ГСТ, но уменьшает его рабочий диапа-

зон на падение напряжения U Э Iв ыхRЭ . Дальнейшее повышение температур-

ной стабильности достигают включением Д последовательно с сопротивлением R2 . Если характеристики Д согласованы с аналогичными Т, то это нейтрализу-

ет изменение тока I в ых под влиянием температурного приращения гласование характеристик обеспечивают диодным включением Т. Требуемое напряжение на базу Т ГСТ можно подавать также с помощью стабилитрона (вместо сопротивления R2 ) или нескольких диодов. Иногда ГСТ, в которых ток вытекает из нагрузки, называют “поглотителями” тока, а со втекающим током – источниками [8] (см. рис.2.11, а, б).

Реализация ГСТ на ПТ может быть проще: без отдельного источника смещения, т.е. по схеме двухполюсного включения. Такие ГСТ выполняют на ПТ с управляющим переходом и ПТ с изолированным затвором и встроенным каналом (рис. 2.11, в, г). Их выходное сопротивление равно Rв ых Ri ( 1 SRИ ),

где Ri , S – внутреннее сопротивление и крутизна ПТ (см. подразд. 1.4).

Существенный недостаток рассматриваемых ГСТ – относительно небольшое выходное сопротивление. Для его увеличения применяют двухтранзисторные ГСТ (рис. 2.11, д – ж). В генераторе на БПТ сопротивление [4]

55

Rв ых

rК ( 1 ) rК и составляет сотни (тысячи) килоом, в ГСТ на ПТ оно определяется соотношением [2] Rв ых Ri1 ( 1 S1Ri 2( 1 S2 RИ )) ( Ri1 ( Ri 2 ), S1 ( S2 ) – внутреннее сопротивление и крутизна транзистора VT1 (VT2)) и достигает единиц (десятков) мегаом. Для повышения тока I в ых затвор ПТ VT1 можно подключить не к корпусу, а к истоку ПТ VT2, что уменьшает напряжение смещения ПТ VT1 и увеличивает его ток. Но выходное сопротивление ГСТ оказывается при этом меньше.

Напряжение на базе (затворе) Т приведенных ГСТ фиксировано. Если предусмотреть возможность его изменения, то получим программируемый ГСТ. В случае изменения этого напряжения по закону сигнала ток I в ых отсле-

живает его, что соответствует управляемому генератору тока [8].

От ГСТ со смещением на основе согласованной пары Т легко перейти к так называемому токовому зеркалу (ТЗ), широко применяемому в схемотехнике аналоговых ИС. ТЗ (отражателем тока) называют функциональный узел, у которого токи двух сходящихся в одну точку ветвей равны, причем входной I1

управляет выходным I2 (рис. 2.12, а). В рассматриваемом случае общей точкой является заземление. В выходную ветвь включена нагрузка и подается питающее напряжение. Входное сопротивление ТЗ мало, выходное – велико (в пределе Rв ых ). Поэтому ток I2 не зависит от напряжения в точке 2, а опреде-

ляется током I1 . Коэффициент передачи KI I2 I1 1 является основным па-

раметром ТЗ. В общем случае ТЗ можно рассматривать как частный случай

управляемого генератора тока. У него коэффициент KI			не обязательно равен 1.
Наиболее часто ТЗ применя-		+E п
			VT1	VT2
ются в качестве ГСТ и динамиче-		Н
				I- I
ских нагрузок Т дифференциально-	1	2
					Вых
го каскада, обеспечивая переход от	I1	I2	I+ I	1 2 I+ I	I
симметричного выхода к несим-	ТЗ			ТЗ
метричному высокоомному. Рас-
смотрим последнее применение		а		б

(рис. 2.12, б).

Рис. 2.12. Функциональная схема (а) и применение (б) токового зеркала

56

В исходном состоянии транзисторы VT1 и VT2 имеют равные коллекторные токи I К 1 I К 2 I . Когда на дифференциальный вход поступает неко-

торое напряжение U , первый из них, например IК1 , увеличивается до значе-

ния I I , а второй ( I К 2 ) уменьшается до величины I I . Ток IК1 повторяет-

ся ТЗ, поэтому выходной ток каскада составляет 2 I и равен сумме полезных составляющих обоих Т. Если же на базы транзисторов VT1 и VT2 поступит синфазное (относительно корпуса) приращение напряжения, то выходной ток будет равен нулю и Kосл сф ( Kосл сф – коэффициент ослабления синфазного напряжения (синфазной помехи), показывающий, во сколько раз коэффициент передачи синфазного входного напряжения меньше, чем дифференциального). На практике K I 1, поэтому синфазная помеха подавляется не полностью.

Простейшая (основная) [2, 3, 8] схема ТЗ представлена на рис. 2.13, а. Предполагается, что транзисторы VT1 и VT2 одинаковы. Входной ток I1 вво-

дится через добавочное сопротивление		R1 . Очевидно, в схеме I1 IК 2I Б ,
I1 ( EП U БЭ ) R1 , I2 IК , KI I2 I1		( 2 ), а выходное сопротивление
(с учетом формулы (2.21)) равно R	r	( 1 r	( r	2r )) . Для уменьшения
в ых	К	Э	Б	Э

различия токов ветвей, что увеличивает значение параметра Kосл сф , в ТЗ вводят буферный Т VT3 (рис.2.13, б), который уменьшает разность токов в (1 ) раз. Поэтому KI IК ( I К 2IБ (1 )) ( 2(1 ) ) . Выходное сопротивление такое же, как и в предыдущей схеме. Коллекторный ток VT3 намного

			Н	+E п		Н	+E п		R1	Н	+E п
					1		2
1	I1	I						1	I1	2	I2
				2
		2			VT1	VT3	VT2

VT1								VT1	VT3
	VT2								VT2
								R2

а

б

в

Рис. 2.13 Реализация токовых зеркал

57

меньше токов Т VT1 и VT2, из-за чего коэффициент 3 имеет низкое значение.

Для увеличения тока иногда включают токоотводящее сопротивление R2 .

Рассматриваемые ТЗ обладают относительно невысоким выходным сопротивлением. В результате ток I2 зависит от выходного напряжения, которое при высокоомной нагрузке может быть значительным. Это влечет за собой дополнительный разбаланс плеч, т.е. уменьшает коэффициент KI . Для увеличе-

ния сопротивления Rв ых применяют ТЗ со следящим напряжением второго Т,

называемое ТЗ Уилсона [3, 8] (рис.2.13, в). В нем эмиттер Т VT3 повторяет напряжение на коллекторе Т VT1, поэтому коллекторные напряжения Т VT1 и VT2 почти одинаковы и не зависят от выходного. Коэффициент KI имеет то же значение, что и в основной схеме ТЗ. Выходное сопротивление существенно выше (порядка rК ), из-за чего схема не разбалансируется выходным напряже-

нием и работоспособна при более высокоомной нагрузке. Дальнейшее повышение сопротивления Rв ых можно обеспечить включением в эмиттеры Т VT1 и

VT2 сопротивлений, выбираемых порядка 1 кОм [2, 8]. Сказанное справедливо также для других ТЗ.

Если в ТЗ (см. рис.2.13, а) к коллектору Т VT1, помимо Т VT2, подключить еще несколько Т со своими нагрузками, то получим схему с несколькими выходами. При этом возможна ситуация, когда один из выходных Т входит в режим насыщения, например, при отключении его нагрузки. Тогда база Т будет отбирать из общей линии повышенный ток, что уменьшит выходные токи других Т. Для исключения этого вводят буферный Т, аналогичный Т VT3 на рис.2.13, б.

Для построения ТЗ, отражающего удвоенный (половинный) входной ток, необходимо в схеме (см. рис.2.13, а) параллельно Т VT2 (VT1) подключить еще один Т. В ТЗ на ИС коэффициент KI часто задают выбором размеров (площа-

дей) эмиттерных переходов. Фирмой Texas Instruments выпускаются монолитные ТЗ с коэффициентом передачи 1,0 , 0,5 , 0,25 и 2,0 и рабочим диапазоном от 1,2 до 40 В [8]. Возможным способом реализации ТЗ с кратными токами I1 и

I2 является включение в цепь эмиттера выходного (входного) Т дополнитель-

ного сопротивления.

58

2.7. Генераторы стабильного напряжения

В схемотехнике

аналоговых

+

+

I

ИС широко применяют генераторы

I

стабильного напряжения (ГСН) –

R1

двухполюсники, падение напряже-

VT1

ния на которых

слабо

зависит от

VT2

VT

протекающего тока [2, 8]. Простей-

ший ГСН – диод, через который

R2

R2

протекает ток (от ГСТ или через со-

противление от

ИП).

В качестве

-

-

диода обычно используют прямос-

а

б

мещенный эмиттерный переход Т,

стабилизирующий

напряжение на

Рис. 2.14. Схемы ГСН на транзисторах

уровне примерно 0,65 В. Для увеличения напряжения U ст

стабилизации при-

меняют последовательное соединение двух Т в диодном включении либо схему рис. 2.14, а [2]. В ней Uст U БЭ1 U БЭ 2 1,3В (U БЭ1 , U БЭ 2 – напряжения база – эмиттер Т). Иногда с целью повышения тока Т VT1 дополнительно вводят шунтирующее сопротивление R величиной несколько килоом, что уменьшает его дифференциальное сопротивление. Дальнейшее увеличение U ст достигают цепями из трех (четырех) Т. Температурный коэффициент ст напряжения,

стабилизируемого прямым включением диодов, является отрицательным.

Для получения малых значений U ст часто используют параллельное со-

единение делителя R1R2 и Т VT [2] (рис. 2.14, б). Здесь напряжение U БЭ и, зна-

чит, ток через сопротивление R2 стабильны. Приращение внешнего напряже-

ния приложено к сопротивлению R1 и изменяет ток базы, влияющий на ток коллектора. Напряжение стабилизации (пренебрегаем током базы) составляет Uст U БЭ (1 R1 R2 ). Варьируя значениями R1 и R2 , можно регулировать вели-

чину U ст . Очевидно, в схеме Iст IК			S Uст R2 ( R1	R2 ) , где	Iст ( Uст ) –
приращение тока (напряжения)		ГСН; S	– крутизна последнего.		Поэтому вы-
ходное	сопротивление	рассматриваемого		ГСН	равно
Rв ых Uст	Iст ( R1 R2 ) ( SR2 ) и составляет примерно 50…200 Ом.

59

Вместо диодов в ГСН часто

ст, мВ/град

применяют

стабилитроны. Они

8

имеют

следующие

недостатки:

7

конечный набор значений U ст и

6

0,01

мА

1

мА

большой

допуск

на

них (кроме

5

25

оС

дорогих

прецизионных

стабили-

4

30

мА

тронов); большой уровень шума;

3

2

достаточно

большое

дифферен-

1

циальное сопротивление; зависи-

мость напряжения U ст от темпе-

-1

4

5

6

7

8

10

11

12

3

9

ратуры (например, стабилитрон с

Ucт, В

-2

U ст = 27

В из

серии

1N5221

-3

изводства США имеет коэффици-

ент ст = 0,1 % /град) [8].

Рис. 2.15. Зависимость ТКН

Исследованиями

фирмы

стабилитронов от напряжения

стабилизации и рабочего тока

Motorola, Inc. установлено [8], что

в окрестности точки U ст = 6 В стабилитроны имеют значительно меньшее, чем при других напряжениях, дифференциальное сопротивление и почти нулевой коэффициент ст , который зависит от рабочего тока (рис. 2.15). Это связано с используемыми в стабилитронах двумя механизмами пробоя: зенеровским (туннельным) при низком и лавинном при высоком напряжении. С учетом меченных закономерностей применяют так называемые компенсированные опорные элементы в виде последовательного соединения стабилитрона с напряжением Uст 5,6 В и прямосмещенного диода. Выбирая величину U ст и ра-

бочий ток, можно компенсировать отрицательный температурный коэффициент диода, равный –2,1 мВ/град. Такой подход использован в производимых фирмой Motorola, Inc. дешевых опорных элементах с напряжением U ст = 6,2 В,

имеющих коэффициент ст от 10–4 % /град (1N821) до 5 10–6 % /град (1N829).

Указанные значения справедливы при токе Iст = 7,5 мА. При этом в случае ста-

билитрона 1N829 приращение тока на 1 мА изменяет напряжение U ст в три раза сильнее, чем изменение температуры от –55 до +100 оС [8].

60