Архангелский ПСпице и Десигн Центер Ч1 1996

		5.7. Макроромодели электронных ключей и реле			191
ВАХ		нелинейного
двухполюсника			Dвых
представлена на рис. 5.24г. Такой
двухполюсник		может	быть
реализован	с	помощью
зависимого		источника
напряжения (элемента типа E) по				Рис. 5.25. Выходные каскады с огра-
методике, рассмотренной в п. 5.2.
Тот же эффект можно отразить в				ничением по току и напряжению

каскаде, представленном рис.

5.24б с помощью идеализированного диода (с уменьшенным параметром N,

см. п. 5.2).

На рис. 5.25 представлены варианты выходных каскадов, моделирующих одновременно и ограничение выходного тока, и ограничение напряжения за счет насыщения выходного транзистора в схемах с открытым коллектором. В них использованы нелинейные двухполюсники. Каждый из них может быть реализован по методикам, рассмотренным в п. 5.2. Двухполюсники D1 отражают ограничение выходного тока, а двухполюсники D2 отражают ограничение выходного напряжения, свойственное схемам с открытым коллектором. Для каскада, показанного на рис. 5.25а, сопротивление D1 внутри диапазона допустимых выходных токов равно Rвых, а при ограничении тока сопротивление D1 резко возрастает. Сопротивление D2 внутри диапазона допустимых выходных напряжений очень большое, а при уровне, соответствующем насыщению выходного транзистора, резко падает. В каскаде, изображенном на рис. 5.25б, сопротивление D1 внутри диапазона допустимых выходных токов очень мало (много меньше Rвых), а при ограничении тока сопротивление D1 резко возрастает. Сопротивление D2 внутри диапазона допустимых выходных напряжений равно Rвых, а при уровне, соответствующем насыщению выходного транзистора, резко падает.

5.7.МАКРОМОДЕЛИ ЭЛЕКТРОННЫХ КЛЮЧЕЙ И РЕЛЕ

ВPSpice включены в качестве элементов идеализированные макромодели ключей, которые могут использоваться как самостоятельно, так и для построения более сложных макромоделей. Имеются две модели ключей: ключ, управляемый напряжением (S элемент), и ключ, управляемый током

(W элемент). Первый из них управляется разностью напряжений Vвх между заданными входными узлами. Второй управляется током Iвх какого-нибудь

192	5. Макромоделирование

источника независимого напряжения (V элемента). Если требуется управление от тока какой-то ветви, не содержащей такого источника напряжения, то этот источник с нулевым напряжением надо включить в управляющую ветвь. Для обоих ключей в качестве параметров задаются два пороговых уровня сигнала: порог включения (VON для S элемента и ION для W элемента) и порог выключения (VOFF для S элемента и IOFF для W элемента).

Ключ может быть нормально закрытым или нормально открытым. Для нормально закрытого ключа задается порог выключения меньше, чем порог включения (VOFF<VON или IOFF<ION). Тогда при сигнале, меньшем порога выключения, ключ закрыт, а при сигнале, большем порога включения, ключ открыт. Для нормально открытого ключа задается порог включения меньше, чем порог выключения (VON<VOFF или ION<IOFF). Тогда при сигнале, меньшем порога включения, ключ открыт, а при сигнале, большем порога выключения, ключ закрыт.

По умолчанию пороги выключения ключей равны нулю, а порог включения для S элемента равен 1 В, а для W элемента равен 1 мА. Таким образом, по умолчанию ключи нормально закрытые.

Ключи представляют собой нелинейный резистор, сопротивление которого изменяется при изменении входного сигнала между значениями RON (сопротивление открытого ключа) и ROFF (сопротивление закрытого ключа). По умолчанию RON=1 Ом, а ROFF=1 МОм. Оба сопротивления должны задаваться положительными, но меньшими, чем 1/GMIN, где GMIN - минимальная проводимость, устанавливаемая оператором .OPTIONS. По умолчанию GMIN=10−12.

При значениях входных сигналов, расположенных между порогами включения и выключения сопротивление ключа плавно изменяется между значениями RON и ROFF по соотношению

( exp ln

	)		RON			3			Xвх − 0.5(XON + XOFF)
RON ROFF		± ln
						2			XON − XOFF
		ROFF

	Xвх − 0.5(XON + XOFF)			3
− 2
		XON − XOFF

где Xвх - входной сигнал (напряжение или ток), XON и XOFF - пороги включения и выключения, знак "+" относится к нормально открытому ключу, а знак "-" - к нормально закрытому.

Такой сложный характер изменения сопротивления выбран, чтобы минимизировать вычислительные проблемы. Однако при использовании моделей ключей полезно учитывать следующие рекомендации.

5.7. Макроромодели электронных ключей и реле

193

1.PSpice ведет расчеты с удвоенной точностью, что позволяет оперировать с диапазоном величин около двенадцати декад. Поэтому не

рекомендуется делать отношение ROFF к RON больше, чем 1012 .

2.Не рекомендуется делать переходную область (разность между порогами включения и выключения) слишком узкой. Надо помнить, что в переходной области ключ усиливает. Чем уже переходная область, тем больше усиление и больше возможностей для возникновения вычислительных проблем.

3.Хотя требуется очень малое время для расчета самого ключа, но при переходных процессах PSpice должен поддерживать в переходной области достаточно малый шаг для получения требуемой точности. Поэтому в схемах с большим количеством переключений время расчета может сильно возрастать из-за большого числа шагов и соответственно необходимости очень много раз считать другие элементы схемы.

На основе моделей ключей, управляемых напряжением или током,

могут	макромодели различных электронных ключевых
	реле и т.п. Например, простая модель
	приведена на рис. 5.26. В этой макромодели L -
	r - сопротивление обмотки, V - источник
	необходимый для того, чтобы задать управляющий
ток	сопротивление нормально закрытого ключа,
	протекающим через V.

а)

194	5. Макромоделирование

RКOFF=Rогда UU=0,/(Eкл					определяется
	вхв
сопротивлением					/(R+ROFF1).
Таким образом					срабатывания и
При достижении						порог
гистерезиса						создавать
выключения ключи					сопротивление
макромодели						Шмитта.
первого ключа						U и росту
Инерционность						цепочками
величины	U	-U				резкому
Рис. 5.27. вх					аналоговых
так же, как это
открыванию обоих						U,
еле гистерезисом						током,
устройств.	Если
меньшее, чем ранее: U=E RON1/(R+RONа1)). В результате если напряжение
то достаточно на входе макромодели					поставить зависимый	источник,
U начнет снижаться, то выключение реле произойдет при входном
управляемый током и преобразующий					напряжение. В качестве
напряжении, меньшем, чем					переключательная
примера на рис. 5.28 б)					электромагнитного реле,
характеристика будет иметь					макромодели
учитывающая		гистерезис
Если заданы		напряжения			реле и	U кл<Uвкл,
инерционностьРис. 5.26характеризуется. Простая					c C и	выходной
то, задавшись величиной					оценить требуемые
емкостью Cэлек.тромаг итного
	вых	RON и			что его пороги
сопротивления
( )	ее переключательная
срабатывания много меньше
Недостатками			такой		б)
является сравнительно плавное переключение
сопротивления		Рис.	5.28. Макромодель электромагнитного реле с
		(см. рис. 5.26б), отсу ствие
		гистерезисом и		инерционностью (а) и ее переключательная
гистерезиса (тохарактеристикаотпускания в(бм) одели больше
тока	срабатывания),			отсутствие
инерционности. От первых двух недостатков
можно избавиться, если ввести в макромодель
положительную обратную связь. На рис. 5.27
представлена		подобная		модель	реле,
управляемого напряжением, построенная на
двух нормально			закрытых	ключах.	Выход

первого из них Rкл1 включен как плечо делителя опорного напряжения E. Выход второго ключа является выходом реле. Оба ключа управляются разностью напряжений Uвх-U. Пороги включения и выключения обоих ключей целесообразно сделать малыми, много меньшими, чем действительные пороги срабатывания и отпускания реле.

5.8. МОДЕЛИРОВАНИЕ РАДИАЦИОННЫХ ЭФФЕКТОВ

Облучение полупроводниковых приборов ионизирующим излучением вызывает в них ряд изменений и прежде всего появление фототоков и

Рис. 5.29. Модели диода (а) и биполярного транзистора (б) с фототоками

5.8. Моделирование радиационных эффектов

195

деградацию параметров. Деградация параметров вызывается интегральной дозой облучения, полученной прибором. Моделирование деградации на PSpice в принципе возможно с помощью введения интегральной дозы в виде глобального параметра и записи соответствующих выражений, изменяющих параметры моделей компонентов. Однако это вряд ли целесообразно. Проще иметь в библиотеке параметры моделей,

идентифицированные для разных доз облучения, и по мере необходимости брать те, которые соответствуют интересующей дозе. Поэтому, не останавливаясь далее на проблеме деградации параметров, перейдем к рассмотрению фототоков.

Источники фототоков должны включаться параллельно p-n переходам во все полупроводниковые компоненты схемы. Однако реально в биполярных транзисторах определяющими являются фототоки переходов коллектор-база Icb и коллектор-подложка Ics. Их и достаточно учитывать в расчетах (рис. 5.29). Полярность фототока всегда такая, что он вытекает из области n- типа. Амплитуда и форма фототока определяется из эксперимента.

Простейший вариант моделирования фототока - непосредственное описание его зависимости от времени. Например, генератор фототока IP, подключенный к узлам 5 и 6 может быть описан выражением:

IP 5 6 .EXP (0 40MV 0 8NS 150NS 50NS) .

В данном примере описана типичная форма фототока: импульс с экспоненциальными фронтами, с относительно коротким нарастанием и длинным спадом.

Если в схеме имеется ряд одинаковых полупроводниковых приборов, то для сокращения записей можно один раз описать форму фототока, а затем передавать этот ток зависимыми источниками тока в нужные точки схемы:

VP PD 0 EXP (0 40MV 0 8NS 150NS 50NS)

RP PD 0 1

FP1 5 6 VP 1

196	5. Макромоделирование

В данном примере источник VP создает в узле PD импульс требуемой формы, а зависимый источник FP1 передает его ток в требуемые точки. Можно усложнить модель, учитывая линейную в определенных пределах зависимость амплитуды фототока от дозы облучения (при дозах, не превышающих примерно 108) и пропорциональность фототока площади перехода:

.PARAM DOSE

VP PD 0 EXP (0 {DOSE*4E-9} 0 8NS 150NS 50NS) RP PD 0 1

FP1 5 6 VP 2

В этом примере амплитуда дозы облучения введена как параметр, который можно изменять, например, оператором .STEP, просчитывая зависимость процессов в схеме от степени облучения. А в операторе FP1 введен коэффициент передачи 2, что соответствует площади p-n перехода, вдвое превышающей ту, для которой определена величина фототока в операторе

VP.

Рассмотренный подход к моделированию фототоков прост, но имеет ряд недостатков, связанных с тем, что не учитывается зависимость фототока от режима работы полупроводникового прибора и от формы воздействующего облучения. Более адекватные результаты можно получить, если исходить из более точной модели фототока.

Причиной возникновения фототока является ионизация, приводящая к генерации в полупроводнике пар электрон-дырка. Пары, генерируемые в области пространственного заряда p-n перехода, сразу же разносятся полем и обеспечивают мгновенную составляющую фототока Iм. Эта составляющая повторяет форму ионизирующего воздействия и пропорциональна его величине: Iм=Aм P(t), где Aм - коэффициент пропорциональности, а P(t) - мгновенная мощность дозы облучения. Коэффициент Aм зависит от ширины перехода, а значит, и от напряжения на нем U по закону, аналогичному зависимости барьерной емкости. В п. 4 указывалось, что при обратном напряжении на переходе барьерная емкость описывается выражением C=C0/(1-U/Vd)N, где C0 - емкость при нулевом напряжении, Vd - высота потенциального барьера перехода (параметр VJ для диода, VJC для коллекторного перехода и VJS для перехода коллектор-подложка), N - коэффициент нелинейности (параметр M для модели диода, MJC для коллекторного перехода и MJS для перехода коллектор-подложка). Аналогичным выражением определяется и коэффициент Aм модели мгновенной составляющей фототока: Aм=Aм0/(1-U/Vd)N. Величина Aм0 является параметром модели фототока.

5.8. Моделирование радиационных эффектов

197

Помимо мгновенной составляющей фототока имеется еще запаздывающая или объемная составляющая Iv, связанная с генерацией носителей заряда в объеме полупроводника, которым требуется время, чтобы достигнуть p-n перехода и внести свой вклад в его ток. Составляющая Iv описывается дифференциальным уравнением: Iv+τv dIv/dt=Av P(t), где Av и τv - параметры модели фототока.

Параметры Aм0, Av и τv, характеризующие модель фототока, могут быть идентифицированы из экспериментально полученной зависимости фототока от времени при известной форме воздействующего облучения.

Описанная модель фототока легко может быть реализована в PSpice. Вводится некоторый узел, например, DT, в который с помощью независимого источника напряжения задается сигнал, описывающий форму и амплитуду мгновенной мощности дозы облучения. Мгновенная составляющая фототока реализуется зависимым источником тока. Например, если диод подключен к узлам 5, 6, в его модели VJ=0.7, M=0.5 и параметр Aм0=2,5 10-13 А с/Р, то источник мгновенной составляющей GM может быть описан следующим образом:

GM 6 5 VALUE = {V([DT])*2.5E-13*(PWR(1-V(5,6)/0.7,0.5)}

Для моделирования запаздывающей составляющей фототока сначала зависимым источником напряжение узла DT (мгновенная мощность дозы) передается на интегрирующую RC цепочку, постоянная которой равна τv, а затем другими зависимыми источниками тока с коэффициентами передачи, равными Av сигнал с выхода интегрирующей цепочки передается в соответствующие p-n переходы. Например, если τv=25 нс и Av=4 10-12 А с/Р, то описание запаздывающей составляющей фототока может иметь вид:

GP 0 PV1 DT 0 1

RV PV1 0 1

CV PV1 0 25NS

GV 6 5 PV1 0 4E-12

Первый из приведенных операторов описывает источник GP, передающий ток, численно равный мгновенной мощности дозы, в узел PV1. Интегрирующая цепочка из емкости CV и сопротивления RV обеспечивает задержку с постоянной времени 25 нс. Источник тока GV формирует из напряжения в узле PV1 задержанную составляющую фототока.

При расчетах фототоков в интегральных схемах, изготовленных по технологии с изоляцией компонентов p-n переходами, необходимо учитывать влияние изолирующих переходов диффузионных резисторов. В качестве

198	5. Макромоделирование

примера на рис. 5.30а приведена схема интегрального ТТЛ элемента, а на рис. 5.30б кривая 2 соответствует переходным процессам, просчитанным при облучении схемы, находящейся в состоянии логической “1”. Диоды DR1DR3 отражают влияние изолирующих переходов соответственно резисторов R1-R3 (см. п. 4.4 и модель диффузионного резистора, приведенную на рис.4.9в). Запаздывающие сотавляющие фототоков резисторов имеют одну и ту же постоянную времени. Поэтому для их моделирования достаточно одной интегрирующей цепочки, выходной сигнал которой передается в диоды с коэффициентами передачи, пропорциональными площадям резисторов, т.е. обычно пропорциональными номинальным сопротивлениям.

Поскольку площадь изолирующего перехода резистора обычно заметно больше площади транзистора, то пренебрегать фототоками резисторов недопустимо. На рис. 5.30б кривая 1 показывает результаты расчета без учета фототоков резисторов. Сравнение кривых 1 и 2 показывает, что пренебрежение фототоками резисторов может приводить к количественно и качественно ошибочным результатам: кривая 1 показывает возникновение небольшой помехи, тогда как в действительности при воздействии облучения на некоторое время возникает четкий сбой - логическое состояние “1” сменяется на “0”.

а)

б)

Рис.5.30. Расчет фототоков в интегральном ТТЛ элементе

Можно отметить, что, строго говоря, включение диодов, отражающих изолирующие переходы, в эквивалентную схему не обязательно; достаточно промоделировать их фототоки. Но под воздействием фототоков часто в схеме возникают такие режимы, при которых изолирующие переходы на некоторое время открываются. Поэтому пренебрежение этими диодами может дать совершенно неверные результаты. По той же причине необходимо в

5.9. Моделирование тепловых процессов

199

транзисторах учитывать подложку, указав в их описаниях узел ее подключения (обочно 0) и задав в модели параметры перехода коллекторподложка, в частности ток ISS, который по умолчанию равен нулю.

Расчет радиационных воздействий на PSpice позволяет в ряде случаев сократить объем сложных и дорогих экспериментов по определению радиационной стойкости схем, что дает хороший экономический эффект, и, кроме того, позволяет принять меры к повышению радиационной стойкости на этапе проектирования, когда натурные эксперименты вообще невозможны.

5.9. МОДЕЛИРОВАНИЕ ТЕПЛОВЫХ ПРОЦЕССОВ

Тепловые процессы оказывают серьезное влияние на характеристики многих схем. Компоненты схем при работе выделяют мощность, которая приводит к повышению температуры. Итогом является ряд эффектов. Вопервых, получается перегрев - повышение средней температура схемы по сравнению с температурой окражающей среды. Борьба с этим - одна из задач конструкторского проектирования электронной аппаратуры. Соответственно в рамках конструкторского проектирования и должен проводиться расчет тепловых процессов. Однако повышение температуры должно учитываться и на этапе схемотехнического проектирования, поскольку перегрев может привести к изменению электрических характеристик схемы. Второй эффект, связанный с тепловыми процессами, проявляется в том, что локальные температуры отдельных компонентов схемы различаются. За счет этого параметры даже идентичных компонентов в схеме становятся различными. Этот эффект особенно сильно влияет на балансные схемы, например на дифференциальные каскады интегральных операционных усилителей. Если локальные температуры входных транзисторов различаются, то дифференциальный каскад разбалансируется и это существенно ухудшает характеристики операционного усилителя, увеличиваются напряжение смещения и ток сдвига. Чтобы избежать таких эффектов, при разработке интегральных схем принимаются меры для выравнивания теплового поля. Эти меры могут быть различными: от чисто топологических, связанных с соответствующим взаимным расположением компонентов, до схемотехнических, когда в схему включаются специальные транзисторные каскады, единственным назначением которых является подогрев той или иной области кристалла. Конечно, это требует тщательных расчетов тепловых процессов. Рассмотрим, как это можно делать с помощью PSpice.

Расчеты тепловых процессов с помощью PSpice могут основываться на электротепловых аналогиях, т.е. на том, что уравнения, описывающие

200	5. Макромоделирование

тепловые процессы, аналогичны уравнениям электрических цепей. Эта аналогия проявляется, если принять взаимное соответствие переменных T° ↔ U и Q ↔ I, где T° - теипература, U - потенциал, Q - поток тепла, I - ток. Тогда в статике уравнение теплопроводности принимает вид, аналогичный закону Ома: T°=Rt Q, где Rt - тепловое сопротивление. При расчете переходных процессов неебходимо дополнительно учитывать теплоемкость, являющуюся аналогом обыкновенной электрической емкости. Помимо закона, аналогичного закону Ома, для тепловых поцессов справедливы и законы Кирхгофа.

Рис. 5.31. Передача тепла через тонкую стенку (а) и соответствующая тепловая модель (б)

Посмотрим, как можно применить электротепловые аналогии для решения первой из сформулированных ранее задач: расчета установившегося значения средней температуры схемы. Начнем с простого примера. Представим схему точечным источником тепла, отделенным от внешней среды плоской стенкой корпуса (рис. 5.31а). Схема расположена на расстоянии h1 от стенки и излучает поток тепла Q, численно равный мощности, потребляемой схемой. Пусть T - температура схемы, которую надо определить, T0 - температура окружающей среды на некотором расстоянии h2 от стенки, T1 и T2 - неизвестные температуры на внутренней и внешней сторонах стенки, l - толщина стенки, S - ее площадь. Рассмотрим одномерное приближение уравнений передачи тепла.

Передача тепла через стенку описывается уравнением теплопроводности: Q=k S (T1-T2)/l, где k - коэффициент теплопроводности материала стенки. Сравнив это с приведенным выше уравнением, записанным через тепловое сопротивление, получим, что тепловое сопротивление стенки равно Rс=l/(k S). Вне стенки тепло передается через воздух путем конвекции. Поскольку в одномерном приближении поток тепла Q не уходит в стороны и