Система y-параметров
Токи в этой системе считают функциями напряжений:
I1 = f(U1,U2), I2 = f(U1,U2).
3
Тогда
Приращения независимых переменных dU1 и d U1 рассматривают как малые
переменные напряжения высокой частоты с комплексными амплитудами Ữ1 и Ữ2.
В этом случае приращения dI1 и dI2 будут представлять собой также гармонические колебания с комплексными амплитудами Ỉ1 и Ỉ2, а частные производные перед приращениями независимых переменных – комплексные проводимости. Обозначим их соответственно Y11, Y12, Y21, Y22. В результате можно записать:
Здесь
Y11 = Ỉ1 /U1 |U2 = 0 – входная проводимость транзистора;
Y12 = Ỉ1/ Ỉ2 |U1 = 0 – проводимость обратной передачи транзистора;
Y21 = Ỉ2 /U1 |U2 = 0 – проводимость прямой передачи транзистора;
Y22 = Ỉ2 /U2 |U1 = 0 – выходная проводимость транзистора.
Все Y-параметры определяются в режиме короткого замыкания для переменной составляющей тока на противоположной стороне четырехполюсника: на входе (U1 = 0) для Y11 и Y21.
Система Y-параметров широко используется для описания высокочастотных свойств транзисторов, поскольку режим измерения данных параметров на высокой частоте реализуется достаточно просто.
Система z - параметров
Независимыми переменными в этой системе считают токи:
U1 = f(I1,I2), U2 = f(I1,I2). Тогда
(4.6), (4.7).
Здесь
4
Z11 = Ú1 /İ1 | İ2 = 0 – входное сопротивление транзистора;
Z12 = Ú1 /İ2 | İ1 = 0 – сопротивление обратной передачи транзистора;
Z21 = Ú2 /İ1 | İ2 = 0 – сопротивление прямой передачи транзистора;
Z22 = Ú2 /İ2 | İ1 = 0 – выходное сопротивление транзистора.
Все Z -параметры определяются в режиме разомкнутой цепи (холостого хода) для переменной составляющей тока на противоположной стороне четырехполюсника: на входе (İ1 = 0) для Z22 и Z12, на выходе (I2 = 0) для Z11 и Z21. Недостатком этих параметров является сложность реализации режима холостого хода при их измерении. По этой причине система Z-параметров имеет ограниченное применение.
4.2 Динамические свойства транзисторов
Коэффициент передачи тока базы на высокой частоте
Обозначим для удобства дифференциальный коэффициент передачи тока базы h21э на высокой частоте символом β~. Частотную зависимость этого коэффициента можно получить, использовав соотношение (3.62):
β~ = α~/(1 – α~).
Отсюда и из (4.25) найдем, что
Обозначим
ωβ = (1 – α0)ωα (4.26)
Учтя, что α0/ (1 – α0) = β0 есть статический дифференциальный коэффи-
циент передачи тока базы, получим
(4.27)
Сравнивая выражение (4.27) с (4.25) и (4.21), можно сделать вывод, что зависимость коэффициента передачи тока базы от отношения ω / ωβ носит такой же характер, как и зависимость коэффициента передачи тока эмиттера α~ от отношения ω / ωα .
Модуль коэффициента передачи тока базы, как видно из выражения (4.27),
(5.27)
Величину ωβ , а также ƒβ = ωβ /2π называют предельной частотой коэффициента передачи тока базы. При ω = ωβ модуль коэффициента передачи тока базы
| β | = β0/ √2.
5
Из соотношения (4.26) видно, что ωβ « ωα. Причина такой более резкой зависимости коэффициента передачи тока базы от частоты поясняется векторной диаграммой рис.4.4, из которой видно, что уже при небольшом угле сдвига фазы φ между током коллектора и током эмиттера, соответствующем сравнительно низким частотам (малым отношениям ω / ωα ) амплитуда переменной составляющей тока базы Iб резко возрастает и, хотя амплитуда переменной составляющей тока коллектора Iк еще не падает, коэффициент передачи тока
При ω / ωβ >> 1 в выражении (4.28) можно пренебречь единицей под корнем. Тогда получаем, что произведение | β~ | ƒ в этом диапазоне частот является постоянной величиной:
| β~ | ƒ = β0 ƒβ = соnst. (4.29)
Рис. 4.4
Данный вывод хорошо подтверждается экспериментально вплоть до частоты ƒгр, на которой | β~| = 1. Частоту ƒгр, называемую граничной частотой коэффициента передачи тока базы, используют в качестве параметра транзистора. Из равенства (4.29) следует, что
ƒгр = | β~ | ƒ. (4.30)
Отсюда следует простой способ определения ƒгр: измеряют модуль коэффициента передачи тока базы | β~ | на частоте ƒ, в 3 – 4 раза большей частоты ƒβ, а затем вычисляют произведение | β~ | ƒ , т. е. величину ƒгр.
4.3 ДИНАМИЧЕСКИЕ МОДЕЛИ БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА
Т-образная низкочастотная модель
Для области низких частот, на которых реактивные элементы еще не оказывают влияния на прохождение токов в транзисторе, из выражений (4.6) и (4.7) следует:
Ú1 = r11İ1 + r12İ2 (4.50)
Ú2 = r21 İ1 + r22İ2 (4.51)
Запишем эти уравнения в несколько ином виде, прибавив и отняв величину r21 İ1 во втором уравнении, что не изменяет равносильность уравнений:
Выражения, заключенные в рамку, являются уравнениями пассивного четырехполюсника, который, как нетрудно убедиться, может быть замещен
6
Т-образной схемой (рис. 4.10, а).
Член (r21 – r12)I1 определяет долю выходного напряжения Ú2 , обусловленную воздействием входного тока İ1. Ему соответствует источник напряжения, включенный и выходную цепь схемы замещения, как показано на рис. 4.10, б.
Вместо источника напряжения (r21 – r12)I1 в ряде случаев в схеме замещения удобнее использовать источник тока α İ1 (рис. 4.10, в). Условие эквивалентности источников можно найти из равенства выходных напряжений при разомкнутом выходе в обеих схемах:
(r21 – r12)I1 = α İ1((r22 – r12),
откуда α = (r21 – r12)/ (r22 – r12). (4.52)
Конкретные значения параметров схемы замещения зависят от способа включения транзистора. Обычно для Т-образной схемы за основу принимают схему с общей базой. Типичные значения параметров маломощного транзистора в этой схеме составляют: r11 = 300 Ом,
r12 = 250 Ом, r21 = 475 кОм, r22 = 500 кОм.
Рис. 5.10 Bз уравнений (4.51) и (4.52) найдем, что для схемы ОБ
α = r21/r22 = I2/I1. = α~
Введя обозначения:
rэ = (r11 – r12), rб = r12, rк = r22, Uэб = U1, Uкб = U2,,
получим схему замещения транзистора для низких частот в окончательном виде (рис. 4.11, а).
В справочниках значения гэ, гб, гк обычно не приводятся, поэтому их рассчитывают по известным h–параметрам транзистора.
Изменив в схеме рис. 4.11, а общую точку, можно путем несложных преобразований получить схему замещения транзистора при включении с общим эмиттером (4.53) (4.54) (рис. 5.11, 6).
7
Параметры схемы замещения гэ, rк можно сопоставить с реальными сопротивлениями отдельных областей транзистора, рассматривая гэ как дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода, а rк – как дифференциальное сопротивление коллекторного перехода. Сопротивление гб равно сумме распределенного омического сопротивления базы г′б и так называемого диффузионного сопротивления г”б:
гб = г′б + г”б.
Диффузионное сопротивление г”б характеризует воздействие коллекторного напряжения на эмиттерный переход. Сущность этого воздействия заключается в том, что при прохождении переменного тока коллектораIк~ на коллекторном переходе, обладающем сопротивлением rк, появляется переменное напряжение Uкб~ = rкiк~, вызывающее изменение толщины базы ∆ω~. Это приводит к появлению в базе дополнительной переменной составляющей градиента концентраций носителей заряда (рис.4.12) и, следовательно, дополнительной переменной составляющей эмиттерного тока (4.17).
Т-образная модель для диапазона высоких частот.
Когда на прохождение тока в транзисторе оказывают существенное влияние время диффузионного распространения носителей заряда в базе и емкости электродов, рассмотренная схема замещения транзистора непригодна,
Рис. 5.13
так как она не учитывает этих факторов. Но влияние времени распространения носителей заряда в базе можно учесть, полагая коэффициент передачи тока α~ в источнике тока α İэ частотно-зависимым в соответствии с соотношениями (4.25) и (4.23):
Емкости транзистора, как видно из рис.4.13, а, подключены параллельно сопротивлениям гэ и гк.
8
Т огда схема замещения транзистора на высокой частоте будет иметь вид, показанный на рис. 4.13, б. Сопротивление rб в этой схеме следует считать также частотно-зависимым, так как в результате влияния емкости коллекторного перехода переменное напряжение на нем с ростом частоты становится меньше:
Модуляция толщины базы при этом уменьшается и воздействие коллекторного тока на эмиттер ослабевает. Диффузионное сопротивление базы становится комплексным:
На рис. 5.14 показано, что по данным эксперимента, сопротивление базы с ростом частоты уменьшается, стремясь к г'б.
Итак, для описания частотных свойств транзистора с помощью Т-образной
9