14(2) Бестрансформаторные мощные выходные каскады

Бестрансформаторные выходные каскады получили преимущественное распространение. Они позволяют осуществить непосредственную связь с нагрузкой, что дает возможность обойтись без громоздких трансформаторов и разделительных конденсаторов; имеют хорошие частотные и амплитудные характеристики; легко могут быть выполнены по интегральной технологии. Кроме того, в связи с отсутствием частотно-зависимых элементов в цепях связи между каскадами можно вводить глубокие общие отрицательные ОС как по переменному, так и по постоянному токам, что существенно улучшает характеристики преобразования всего устройства. При этом обеспечение устойчивости усилительного устройства может быть достигнуто введением простейших корректирующих цепей.

Р ис. 4.48. Схемы двухтактного усилителя мощности с дополнительной симметрией (а) и двухтактного усилителя с дополнительной симметрией во время различных полупериодов (б, в)

Бестрансформаторные мощные выходные каскады собирают в основном по двухтактным схемам на транзисторах, работа­ющих в режиме В или А В и включенных по схемам с ОК или ОЭ. В этих схемах возможно сочетание в одном каскаде либо одинаковых транзисторов, либо транзисторов с разным типом электропроводности. Каскады, в которых использованы транзисторы с разным типом электропроводности (р-п-р и п-р-п), называются каскадами с дополнительной сим­метрией.

Одна из возможных схем усилительного каскада с допол­нительной симметрией показана на рис. 4.48, а. При отсутствии входного сигнала ток в сопротивлении нагрузки R_н практически отсутствует, так как небольшие начальные токи, протекающие через транзисторы VT1 и VT2, взаимно вычитаются. Эти токи обусловлены смещением, созданным падением напряжения на сопротивлении R₂. Если транзисторы VT1 и VT2 идентичны по параметрам, то потенциалы точек А и Б относительно эмиттеров соответствующих транзисторов (точка В) равны

-½ U_R2 и +½U_R2. В этом случае через транзисторы протекает одинаковый ток, а в сопротивлении нагрузки он отсутствует. Если транзисторы VT1 и VT2 имеют различные параметры, например ток 0,5 мА через транзистор VT1 протекает при напряжении смещения U_БЭO = 0,3 В, а через транзистор VT2 при U_БЭ = 0,5 В, то потенциалы точек А и Б относительно точки В должны быть равны соответственно —0,3, +0,5 В. Общее падение напряжения на сопротивлении R₂ равно 0,8 В. Для определения напряжения смещения необходимо знать характеристики транзисторов и предварительно задаться значе­нием тока /_ко транзисторов VT1, VT2. Этому току коллектора соответствуют определенный ток базы /_Б0 и напряжение U_БЭ0. Ток делителя напряжений выбирают в 5—10 раз больше базовых токов транзисторов VT1, VT2. Это обеспечиваетмалое изменение потенциалов баз при температурных измене­ниях их токов. По выбранному току делителя определяют сопротивления

Так как R₂ мало (несколько сотен Ом), то можно считать, что базы транзисторов по переменному току соединены непосредственно между собой. Для уменьшения сопротивления R₂ по переменному току оно может быть шунтировано конденсатором. Однако чаще всего вместо него включают полупроводниковый диод или несколько последовательно со­единенных диодов, обеспечивающих требуемое падение напря­жения при заданном токе делителя и в то же время имеющих малое дифференциальное сопротивление. Количество диодов определяют с помощью их вольт-амперных характеристик. Так, если при токе делителя / падение напряжения на диоде равно 0,26 В, то для получения смещения 0,8 В необходимо поставить три диода. Замена R₂ диодами повышает тем­пературную стабильность каскада. Это связано с тем, что при изменении температуры потенциал U_БЭO транзисторов, при котором обеспечивается требуемый ток базы, уменьшается приблизительно на 2,2 мВ/град. Если при этом смещение остается постоянным, то ток покоя увеличивается. Так как с изменением температуры падение напряжения на диодах изменяется так же, как потенциал U_БЭ0, то температурные изменения тока /_ко существенно уменьшаются.

При подаче входного сигнала на базы обоих транзисторов один из транзисторов в зависимости от фазы сигнала закрыва­ется, а открытый транзистор работает как усилительный каскад, собранный по схеме с ОК (рис. 4.48, б, в), т. е. как обычный эмиттерный повторитель. Следовательно, выходной сигнал на сопротивлении R_H практически равен входному. Во время другого полупериода открытый и закрытый транзисторы меняются местами. Анализ и расчет каждого плеча практически не отличаются от анализа и расчета эмиттерного повторителя. Поэтому выражения, полученные для каскада с ОК, справед­ливы для каждого плеча во время его работы. Для получения одинакового входного сопротивления в разные полупериоды и одинакового усиления по мощности транзисторы выходного каскада рекомендуется подбирать идентичными.

Для увеличения коэффициента усиления по мощности при­меняют каскадное включение транзисторов. На рис. 4.49, а показано плечо двухтактного каскада, собранного на двух транзисторах с одинаковым типом электропроводности. Тран­зисторы включены по схеме с ОК. Следовательно, коэффициент

Рис. 4.49. Плечи двухтактного выходного каскада: а– эмиперный повторитель на составном транзисторе, б—эквивалентная схема эмиттерного повторителя, е- эмиттерный повторитель на гранзистрах с электропровод­ностью разного типа, г -его эквивалентная схема

усиления по напряжению несколько меньше единицы. Полный расчет плеча можно выполнить составив его полную эквивалентную схему.

Для анализа воспользуемся упрощенной эквивалентной схемой (рис. 4.49, б), причем при предварительных pacчетах обычно можно пренебрегать сопротивлением R₁, считая, выполняется условие R₁≥r’_б2+(1 +h*_21э) r _{Э ДИФ2}- Это допущение корректно только при больших токах, но введение его улучит наглядность получаемых результатов. На основе эквивалентной схемы и выражений, полученных для каскада с ОК, запишем следующие очевидные уравнения:

Так как

то

Определим коэффициенты усиления каскада по напряжению и по току:

Видно, что коэффициент усиления по току в первом приближении равен произведению коэффициентов передачи базового тока транзисторов и может достигать значений от нескольких сотен до десятков тысяч. При r_эдиф2→0 коэффициент усиления по напряжению близок к единице. Так как выходной транзистор плеча обычно работаетс большими токами, то это условие, правило, выполняется.

При работе с малыми выходными токами коэффициент усиления также близок к единице, что можно показать при полном анализе с учетом параметров всех элементов, входящих в эквивалентную схему. Причем, если входное сопротивление получается достаточно большим, следует учитывать и дифференциальное сопротивление запертого коллекторного перехода первого транзистора r *_{к диф1}. Оно ограничивает реально достижимое входное сопротивление значением r*_{к диф1}

Hа рис. 4.49, в показан второй тип эмиттерного повторителя, применяемого в плече выходного каскада. В нем транзистор VT1 включен по схеме с ОК, а транзистор VT2—по схеме с ОЭ. Активные приборы, соединенные в подобные схемы, рассматрива­ют один транзистор с соответствующими эквивалентными параметрами и называют его композитивным транзистором соответствующей электропроводностью (в рассматривае­мом случае композитивный n-p-n-транзистор).

Если ввести допущение, как и в предыдущем случае,

То для эквивалентной схемы (рис. 4.49, г) можно записать приближенные соотношения:

Коэффициенты усиления по напряжению

по току

Таким образом, и в этом случае, несмотря на то, транзистор VT2 включен, по схеме с ОЭ, коэффициент усилении по напряжению близок к единице, а коэффициент усилении по току (в первом /приближении) равен произведению коэффициентов передачи базовых токов транзисторов. Как видим из упрощенных/выражений, соответствующие коэффициент усиления плеча несколько больше, чем у плеча (рис. 4.49,а). Композитивные транзисторы применяют тогда, когда не удается подобрать выходной транзистор требуемой мощности и определенной электропроводности, а имеются подходящие транзисторы с электропроводностью другого типа. Составной и композитивный транзисторы дают разные коэффициенты усиления: Но разница между ними небольшая. Поэтому приведенные схемы часто используют в составе одного каскада

Некоторые варианты построения мощных бестрансформаторных выходных каскадов показаны на рис. 4.50.

В схемах рис. 4.50, а, б применен один источник питании благодаря тому, что конденсатор, включенный последователено с нагрузкой после его зарядки до напряжения Е, равниного напряжению на эмиттерах транзисторов VT3, VT4, в статическом режиме работает в один из полупериодов как источик питания. Подобная замена возможна во всех бестрансформаторных каскадах. Емкость конденсатора С приходится брать большой ввиду малого значения сопротивления нагрузки R_H Так, если допустимо, чтобы на частоте ω_н коэффициент передачи уменьшался до 0,7 своего значения на средних частотах и справедливо уравнение ω_н=1/τ_р, где т_р = R_нC, то при ω_н=100, R_h = 4 Ом емкость конденсатора С = 2500 мкФ В более сложных случаях значение С определяют исходя и из значения коэффициента частотных искажений М_н, заданного для данной цепи.

Выходные каскады (рис. 4.50, в, г) обычно устанавливают на выходе операционных усилителей и охватывают глубокой

Рис.4 50. Схемы двухтактных бестрансформаторных усилителей мощности

Поэтому в них иногда отсутствует напряжение смещения у первой пары транзисторов VT1, VT3. Возникающие нелинейные искажения уменьшаются за счет цепи отрицательной ОС.

В высококачественных усилителях приходится вводить напряжение смещения аналогично тому, как это было сделано на рис. 4.48, а (рис. 4.50, б). При этом уменьшаются искажения, наблюдаемые при малых значениях входного сигнала, при которых проявляется нелинейность входных характеристик транзисторов (искажения типа «ступеньки»). Причину их появлений поясняет рис. 4.51. Из него видно, что входное напряжение при отсутствии смещения создает импульсы тока баз (i_э1, i_э2),

которые при суммировании дают ток, существенно отличающийся от синусоидального. При подаче на базы транзисторов напряжения смещения U_БЭ0 импульсы тока также отличаются от половинок синусоиды. Однако при их суммировании выходной эквивалентный ток транзисторов /_ээк на сопротивлении нагрузки и выходное напряжение имеют практически синусоидальную форму

Рис. 4.51. Диаграммы токов транзисторов плеч выходно­го каскада, поясняющие по­явление нелинейных искажений

Значение напряжения смещения (напряжение между базами транзисторов VT1 и VT3; рис. 4.50,б) обычно определяют как напряжение, большее того, которое имеется в точке

Рис. 4.52. Устранение искажений во входной цепи за счет подачи на транзисторы напряжений смещения

пересечения с осью абсцисс касательной, проведенной к прями линейному участку входной вольт-амперной характеристики транзистора (U _БЭ01, U _БЭ03 на рис. 4.52). При этом их приходится корректировать так, чтобы токи покоя эмиттеров /_эо1 , /_эо2 транзисторов были одинаковы (при идентичности плеч остальной части).

Так как бестрансформаторные каскады обычно работают с большими токами, то в схемах следует предусматривав улучшенную термостабилизацию. Ее обеспечивают или за счет введения достаточно глубокой отрицательной ОС по постоям ному току, или с помощью термозависимых сопротивлений. При этом следует обратить внимание на правильный выбор сопротивлений в базовых цепях мощных выходных транзисторов.

С точки зрения увеличения коэффициента усиления плеча сопротивление резистора R₁ (см. рис. 4.49, а, в) желательно брать большим. Однако если рассмотреть эквивалентную схему каскада по постоянному току, то увидим, что при прохождении тока /_КБО от генератора тока на этом сопротивлении падаем напряжение (см., например, рис. 4.45 и пояснения к нему. На нем последовательно с r'₆ надо включить R₁). Пока сопротивление R₁ мало, падение напряжения на нем U_БЭI_КБОR₁

меньше контактной разности потенциалов эмиттерного перехода U_БЭ (порогового напряжения) и в цепи коллектора протекает ток /_КБО. При увеличении R₁ падение напряжения нем достигает порогового значения, эмиттерный переход открывается и через транзистор начинает протекать больший ток, который достигнет максимального значения /_КО ⁼ (1+h_21э), при R₁→∞. Мощность, рассеиваемая на транзисторе при отсутствии сигнала, возрастает приблизительно в 1+h_21э раз, что существенно ухудшает температурную стабильность каскада. Поэтому сопротивления в базовых цепях мощных транзисторов приходится брать достаточно малыми (ориентировочно несколько десятков — несколько сотен Ом), чтобы при максимальной температуре транзистора выполнялось неравенство U_БЭпор≥I_КБОmaxRi, где U_БЭпор- напряжение, при котором появляется входной ток у транзистора.

Значение коэффициента нестабильности S_i = dI_KT/dI_T выбира­ли в зависимости от диапазона изменения температуры окружающей среды от 2 до 10. При проектировании наибольшую трудность вызывает подбор оконечных мощных транзисторов. Так как они часто являются наиболее узкополосными компонентами усилителя, то их предельная частота f_h21э должна быть не менее чем в 2—3 раза больше верхней рабочей частоты усилителя f_в:

При меньшем запасе возникают большие фазовые искажения, ухудшается КПД в диапазоне высоких частот и энергетические характеристики каскада. Предельные частоты транзисторов предусилителя рекомендуется брать большими (8…12) f_в.

С учетом 10—20% запаса из можно записать

Рис. 4.53. Нагрузочная хара­ктеристика бестрансформа­торного усилителя мощности

Ввиду невозможности согласования выходного сопротивления каскада с нагрузкой в общем случае полезная мощность, отдаваемая в нее, зависит от сопротивления R_H (рис. 4.53). При значении нагрузки R_{н опт} отдаваемая

Рис. 4.54. Схемы двухтактных бестрансформаторных выходных каскадов:

а–со сниженными нелинейными искажениями, б – с защиnjй от короткого замыкания на выходе

мощность максимальна. Дальнейшее увеличение R_н(R_н>>R_нопт) приводит к тому, что полезная мощность уменьшается по гиперболическому закону. Поэтому расчет отдаваемой мощ­ности проводится при конкретном значении нагрузки. Измене­нием ее можно как увеличить, так и уменьшить выходную мощность каскада.

В мощных бестрансформаторных каскадах, в которых транзисторы включены с ОК, может произойти короткое замыкание выходных зажимов. Как правило, оно вызывает выход транзисторов из строя из-за превышения коллекторным током допустимого значения. Для защиты от коротких замыканий в эмиттерные цепи мощных выходных транзисторов включают небольшие сопротивления R_o, ограничивающие ток (рис. 4.54, а), или вводят дополнительные транзисторы, которые открываются только при больших токах нагрузки и, шунтируя входную цепь, ограничивают значение выходного тока на безопасном уровне.

Одна из возможных схем защиты с помощью дополнитель­ных транзисторов VT5, VT6 показана на рис. 4.54, б.

При коротком замыкании выходного зажима ток через сопротивление R_o увеличивается и создает падение напряжения u = i_нR₀, открывающее .в соответствующие полупериоды тран­зисторы VT5, VT6. Оказываясь в режиме насыщения, они шунтируют входную цепь мощного усилительного каскада. В итоге входное напряжение в основном падает на сопротив­лении R_вых, а токи транзисторов VT3, VT4 не превышают значений, при которых транзисторы VT5, VT6 открылись. Подобная защита имеет высокое быстродействие и обеспечи­вает надежную работу мощных усилительных каскадов. При ее введении обязательно наличие дополнительного сопротив­ления R_вых, которое выбирают исходя из минимально допустимого значения сопротивления нагрузки предусилителя, к которому подключается выходной каскад.

Рис. 4.55. Выходной каскад на транзисторах, включенных по схеме с ОЭ (а); выходной каскад на полевых транзисторах (б)

Бестрансформаторные усилители мощности имеют коэф­фициент усиления по напряжению, близкий к единице: К_и  1. Усиление по мощности K_p = K_uK_i выполняют за счет большого усиления по току К_i.

В тех случаях, когда необходимо обеспечить усиление по напряжению или получить высокое выходное сопротивление, применяют двухтактные усилители мощности, выполненные по схеме с ОЭ (рис. 4.55, а). В ней транзисторы VT1, VT2 работают в режиме В и каждый из них усиливает «свою» полуволну входного напряжения. Все уравнения, полученные для каскада с ОЭ, справедливы для этого случая применительно к каждому из транзисторов VT1, VT2.

В отличие от каскада на транзисторах, включенных по схеме с ОК, выходное сопротивление у данного каскада большое и определяется сопротивлением r*_кдиф. Коэффициент усиления по напряжению зависит от сопротивлении нагрузки:

Так как h_21Э у транзисторов VT1 и VT2 различны, то разные полуволны усиливаются по-разному и без введения ОС нелинейные искажения сигнала велики. Местная ОС, введенная с помощью резисторов R₂, эффективна только тогда, когда выполняются условия r'_б<<h*_21эR₂, h*_21э>>1, R₂>>r_{Э диф}, R_н→0. Тогда

и нелинейные искажения будут отсутствовать (при одинаковых резисторах R₂). Каскад сдвигает на 180° фазу выходного напряжения относительно фазы входного.

Иногда с целью стабилизации коэффициента усиления к выходу подключают постоянное сопротивление нагрузки R_H, к которому дополнительно подключают сложный выходной каскад с ОК, показанный на рис. 4.50, в, г.

С появлением мощных полевых транзисторов их стали широко использовать в качестве усилителей мощности. При этом обеспечивается получение меньших нелинейных искажений, а также улучшение частотных характеристик. Несколько по­вышается и коэффициент использования напряжения источника питания

ввиду того, что у полевых транзисторов нет напряжения насыщения, как у биполярных, а падение напряжения определя­ется сопротивлением канала и током стока. Мощные полевые транзисторы обычно используются в сочетании с биполярными, как, например, в каскаде на рис. 4.55, б. В нем предусилитель выполнен на биполярных транзисторах VT1, VT2 по схеме, аналогичной рис. 4.55, а. Усилитель мощности собран на мощ­ных полевых транзисторах VT3, VT4, имеющих каналы с электропроводностью различного типа. Они включены по схеме с общим стоком и повторяют напряжения, снимаемые с резисторов R₃. Так как транзисторы VT3, VT4 имеют индуцированный канал, то для устранения искажений типа «ступенька» введено напряжение смещения с помощью рези­сторов R₄ диодов VT5, VT8 и стабилитронов VT6, VT7. Стабилитроны использованы для уменьшения количества ди­одов. Их применение целесообразно в тех случаях, когда полевые транзисторы имеют большое пороговое напряжение. Напряжения на затворах транзисторов повторяют напряжение точки А со смещением по уровню на практически постоянное значение напряжения смещения. Для получения нулевого выход­ного напряжения при U_вх = 0 потенциал точки А должен быть регулируемым. Для этого в базы транзисторов VT1, VT2 можно ввести регулируемые токи и тем самым перевести их в режим работы АВ. При этом снижаются искажения типа «ступенька» у предусилителя. Общий подход и соображения по выбору мощных транзисторов не зависят от их типа, хотя при практической реализации приходится учитывать особенности включения конкретных активных приборов.

В некоторых случаях приходится применять параллельное соединение транзисторов. Это используется тогда, когда не удается подобрать активный прибор, обеспечивающий получе­ние нужного тока и рассеиваемой мощности. При параллельном включении все транзисторы необходимо располагать на одном теплоотводе, а в цепях всех эмиттеров устанавливать малые резисторы (доли Ом). Цель этого — получение у транзисторов одинаковых параметров и равномерное распределение нагрузки между ними. При неидентичности параметров на отдельных транзисторах будет рассеиваться большая мощность, которая выводит их из строя, а затем могут выйти из строя оставшиеся транзисторы и весь усилитель.

Используя комбинации основных схем включения тран­зисторов, можно реализовать бестрансформаторные выходные каскады с различными параметрами и свойствами, которые обеспечат получение требуемой мощности в сопротивлении нагрузки.