Электроника и схемотехника, Ч. 1 / Усилительные устройства 1989

скольку форму АЧХ всего усилителя можно СI<орректиро­

вать за счет каскадов предварительного усиления.

Иная ситуация при реализации усилителей по микро­

электронной технологии, когда невозможно сформировать

не только трансформаторы, но даже катушки индуктив­

ности с незначительными индуктивностями (микрогенри).

Поэтому оконечные каскады интегральных усилителей,

как и резисторные (бестрансформаторные), выполняются

в виде эмиттерных или истоковых повторителей.

Помимо минимальных потерь к достоинствам транс­

форматора относят простой переход с его помощью от

несимметричной цепи к симметричной, а также свойство

не пропускать в выходную цепь постоянные напряжения

и ток. Недостатками трансформаторных каскадов явля­ ются большая стоимость, значительные габаритные раз­

меры и возможность намагничивания ферромагнитного

сердечника, что приводит к дополнительным искажени­

ям. Поэтому трансформаторы лрименяются только на вы­ ходе усилителя для согласования. УЭ с нагрузкой или

на входе для согласования усилителя с источником сигна-

ла. В каскадах предварительного усиления трансфор­

маторы из-за отмеченных недостатков не использу­

ются.

ЧТО касается дроссельных оконечных каскадов, то они

имеют примерно такие же достоинства и недостатки, как

и трансформаторные. Обычно дроссели используются

в оконечных каскадах, сопротивление нагрузки которых

соответствует оптимальным условиям работы УЭ. Так как

у дросселя отсутствует индуктивность рассеяния, то дрос­

сельный каскад обеспечивает более равномерное усиле­ ние в области верхних частот.

Сходство трансформаторных и дроссельных оконеч­

ных каскадов позволяет анализировать только один из

них, например трансформаторный. Для этого на выход­ ных статических ВАХ строятся треугольники мощностей

с целью оптимизации сопротивления нагрузки УЭ, при

котором обеспечивалась бы максимальная мощность в выходной цепи усилителя (рис. 5.4).

При построении треугольников мощностей необходи­

мо выполнить следующие условия.

1. Нагруоочные прямые УЭ не должны заходить в об­ ласть, ограниченную снизу гиперболой РСмакс•

2. Треугольники мощностей не должны пересекаться с областью, лежащей слева от штриховой линии OD, что

241

Рис. 5.4. Построение тре­

угольников мощности по­ левого транзистора для

трех нагрузок

позволяет уменьшить нелинейные искажения и прибли­

зиться к оптимальному режиму УЭ.

3. Геометрическим местом углов треугольников мощ­

ностей (рабочих точек А, В, С) должна быть прямая MN,

проведенная перпендикулярно оси абсцисс через точку,

соответствующую напряжению источника питания Ео• Заштрихованные треугольники мощностей соответст­

вуют трем разным сопротивлениям R~, R:, R:. представ­

ляющим пересчитанное в первичную обмотку трансфор­

матора сопротивление нагрузки. Большая площадь тре­

угольника соответствует большей мощности в выходной цепи УЭ. Необходимо подчеркнуть, что при трансформа­ 'rорной нагрузке напряжение источника питания Еп по­

дается полностью на сток полевого транзистора. Это одно

из главных достоинств трансформаторного каскада, кото­

рое позволяет получить амплитуду напряжения, не дости­

жимую в других каскадах. В области средних частот на­ грузкой УЭ для переменного тока является сопротивле-

нне Rи• =RH/nT2 • Анализируя треугольники мощностей,

нетрудно заметить, что в однотактных..каскадах УЭ долж­

ны работать в режиме А. Только в этом случае однотакт­

вые схемы оконечных каскадов обеспечивают сравни­ тельно небольшие нелинейные искажения усиливаемого

сигнала.

Оценка основных показателей однотактной схемы

трансформаторного оконечного каскада проводится гра­

фическим методом. Для этого на графике семейства ста­

тических выходных БАХ биполярного транзистора стро­

ятся нагрузочная характеристика MN и треугольник

мощности АВС, а также графики токов коллектора и ба-

242

t

Рис. 5.5. Диаграмма работы биполярного транзистора в режиме А однотактного трансформатора оконечного каскада

зы, выходного напряжения (рис. 5.5). Даже при прибли­

женной оценке полученных графиков легко установить,

что амплитуда коллекторного тока /КJп всегда меньше тока покоя lK, а амплитуда напряжения UКЭт меньше

напряжения питания Еп• Из графиков следует, что коэф­

фициенты использования напряжения ~ и тока ~; будут

меньше единицы. Таким образом, согласно (5.3) КПД

однотактных схем оконечных каскадов всегда меньше

0,5.

Для того чтобы получить от каскада наибольшую

мощность, точку покоя А выбирают из следующих со­

ображений. Максимальное напряжение на коллекторе UКЭмакс, складывающееся из напряжения r1Итания Еп и амплитуды выходного напряжения Uк.Эm, не должно

быть больше допустимого:

(5. 12)

у биполярных транзисторов р-n переходы не рассчитаны

на большие пробивные напряжения, кроме того, их пара­

метры зависят от температуры. Возможно поэтому на-

243

пряжение источника питания для биполярного транзисто­ ра определяется по следующей формуле:

Еп = EKi(1 + ~).

(5.13)

Остается повышать мощность в выходной цепи УЭ только за счет увеличения тока покоя 11(. Однако величи­

на 1к. ограничивается мощностью, рассеиваемой на кол­ лекторе транзистора, которая должна быть меньше

Рl(макс (штриховая линия). В результате ток покоя

11( = Рк.МaI<C/Еп·

(5.14)

Выражения (5.13) и (5.14) позволяют правильно выбрать точку покоя А, через которую проводится нагрузочная

прямая для переменного тока, об€спечивающая задан­

ную переменную мощность в выходной цепи Р2•

Вследствие того, что значения тока колле!Пора не

попадают в об.1асть нелинейных участков ВАХ и выход­

ной ток практически повторяет форму входного сигнала,

можно считать, что постоянная составляющая тока кол­

лектора не изменяется под воздействием входноrо сигна­

ла. Тогда мощность, потребляемая каскадом от источни­

ка питания,
РКО = IсрЕп :::;;; IкЕп,	(5.15)

т. е. равна площади четырехугольника FADO, а перемеll­

ная полезная мощность каскада Р2 - площади треугоЛl,­

ника Аве (см. рис. 5.5), так как она определяется по

формуле

Pz = 1КтUк.эm/2.	(5.16)
тогда кпд каскада в классе А
'1А = PiPKo = lкmUкэml(21к.Еп) = ~;/2.	(5.17)

Так как амплитуды тока и напряжения зависят от уровня

входного сигнала, то кпд каскада пропорционаJlен квад­

рату входного сигнала. Следует отметить, что при радио­

вещательных передачах, когда уровень входного сигнала

меняется в широких пределах и среднее вероятное значе­

ние амплитуды напряжения едва составляет 0,3 Uк.эмакс, КПД В классе А составляет всего 4 %. Это самый суще­

ственный недостаток мощных оконечных каскадов клас­ са А. При усилении сигналов постоянного уровня одно­

тактные каскады класса А могут обеспечить кпд дО

45 %.

244

Мощность Р!( = РКО -Р2, выделяем ая на коллекторе

транзистора, также меняется при изменении амплитуды

входного сигнала, причем ее максимальное значение по­

лучается в паузах при отсутствии сигнала на входе. Мощ­

ность, выделяемая на коллекторе транзистора, не долж­

на превышать максимально допустимой.' По значению

переменной мощности Р2 выбирается транзистор с макси­ мально допустимой рассеиваемой мощностью, несколько

большей той, которая будет выделяться на, коллекторе

транзистора:
Р"макс >- РI(О = P/rJA = (2,5 ....3'5) Р2·		(5.18)
Обычно	Р!(макс определяется по справочным	данным
с учетом	температуры окружающей среды и	системы

теплоотвода (радиатора).

Так как часть мощности Р2 теряется на сопротивлени­ ях обмоток трансформатора и не достигает нагрузки RH,

включенной на выходе трансформатора, приходится учи­

тывать необходимую мощность на нагрузке РН и КПД

трансформатора:

Рз = Ри!rJтР'

(5.19)

В связи с низким КПД режим А в оконечных каска­ дах усилителей большой мощности не используется. Он

применяется в оконечных каскадах только тогда, когда

требуется получить малый уровень нелинейных искаже­ ний.

5.4. ДВУХТАКТНЫЕ ОКОНЕЧНЫЕ КАСКАДЫ

в случае усиления сигналов большой мощности, когда

определ,яющим показателем оконечного каскада являет­

ся КПД, однотактные схемы с режимом работы УЭ в классе А энергетически становятся нерациональными.

Использование же в однотактных схемах более эффек­

тивных режимов В, АВ или BD дЛЯ работы УЭ приводит

к большим нелинейным искаж~ниям усиливаемого сигна­ ла. Например, в однотактной схеме каскада при работе

УЭ в режиме В коэффициент второй гармоники состав­

ляет 42,5 %. Естественно, что усилитель с такими невы­

СОКИМII показателями может найти весьма ограниченное

применение.

245

Рис. 5.6. Схема двухтакт­

ного трансформаторного

усилителя мощности

Поэтому для полной компенсации или значительного

ослабления четных гармоник в импульсах выходного то­

ка УЭ, работающих в режимах В, АВ или BD, была пред­

ложена двухтактная схема. В идеальном случае двух­ тактная схема представляет собой сочетание двух иден­ тичных однотактных схем, работающих поочередно на одну и ту же нагрузку. При соединении две идентичные

однотактные схемы с выходным трансформатором обра­

зуют две симметричные полусхемы (два симметричных

плеча), которые можно разделить осью симметрии MN

на две одинаковые части, являющиеся зеркальным отра­

жением одна другой (рис. 5.6). Такое деление двухтакт­

ной схемы на две полусхемы часто используют для упро­

щения ее анализа.

Двухтактная схема на транзисторах с трансформато­ ром на выходе работает следующим образом. Пусть на вход схемы подается синусоидальный сигнал, который не­

обходимо усилить. На базы транзисторов VT1 и VT2 он

поступает в противофазе, т. е. если транзистор VT 1 от­

крывается, то транзистор VT2 закрывается - транзи­

сторы и плечи двухтактного каскада работают поочеред­

но. При открывании транзистора VT 1 синусоидальным

сигналом под действием ЭДС источника питания Еп в верхней по.tlусхеме каскада протекает ток i~ синусо­

идальной формы, который в магнитопроводе трансформа­

тора TV создает синусоидальный магнитный поток. Во

вторичиой обмотке трансформатора индуцируется сину­

соидальная полуволна ЭДС. При открывании транзисто­ ра VT2 транзистор VT 1 закрывается и верхняя полусхема

не работает, а в нижней полусхеме каскада протекает

ток i~ синусоидальной формы, который по первичной об­

мотке трансформатора TV течет в направлении, противо­

положном i~. В магнитопроводе трансформатора созда­

ется синусоидальный магнитный поток, который ВО вторичной обмотке трансформатора индуцирует синусо-

246

идальную полуволну ЭДС другого знака. Таким образом, 80 вторичной обмотке трансформатора индуцируется аде синусоидальной формы. При полной симметрии по­ лусхем выходного двухтактного каскада форма ЭДС­ синусоидальная и в нагрузке течет усиленный синусо­ идальный ток.

Двухтактные схемы в ламповых оконечных каскадах

выполнялись только с выходным трансформатором, кото­

рый позволял сравнительно просто согласовывать боль­

шое выходное сопротивление электронной лампы с ма­

лым сопротивлением динамического громкоговорителя,

телеграфного аппарата, самописца и т. д.

е развитием полупроводниковой электроники появи­

лись эмиттерные повторители на составных транзисторах,

которые обеспечивают такие малые выходные сопротив­ ления, что стало возможным без согласующих устройств

непосредственно соединять их выходные выводы с низко­

омной нагрузкой. Эти бестраllсформаторные двухтактные

усилители мощноqти широко применяются не только в

интегральных усилителях и ОУ. Они практически вы­

теснили схемы с трансформаторами в аппаратуре обыч­

ного применения.

Использование в двухтактных схемах УЭ в режиме В

позволяет повысить КПД и снять с УЭ большую полез­ ную мощность усиливаемого сигнала. В режиме В кол­ лекторный ток имеет форму половины косинусоиды С ам­

плитудой I Km (см. рис. 3.2), который прямо пропорциона­

лен напряжению на входе транзистора. Если функцию,

описывающую импульсы коллекторного тока, разложить

в ряд Фурье, то получим следующее выражение:

il( = [KM~KC +	iI<;8KC cos O)t + 2~~;~;c	сos20)[-
2/КМ8КС	+...	(5.20)
- 1.3.5.n cos 4(j)!

Из (5.20) определяются постоянная составляющая кол­

лекторного тока IK = iк.М8fo.С/Л и амплитуда тока первой гармоники Iют = iKM8Kc/2. По известным составляющим

коллекторного тока просто находится коэd:)(Ьипиент ис­

пользования тока в режиме В

~IB = /ют/'к. = лJ2.

(5.21)

В данном случае он больше единицы ~/8 в 1,5 раза пре-

241

вышает SiA и не зависит от амплитуды входного напря­

жения.

При переменном токе коллекторы транзисторов транс­

форматорного и бестрансформаторного двухтактных око­

нечных каскадов включаются таким образом, что токи

КО,1лекторов транзисторов {~ и {~ протекают через со-

против.rrение нагрузки RH навстречу друг другу. Падение

напряжения на нагрузке в каскадах обоих видов опре­

деляется разностью коллекторных токов.

Коллекторный ток сквозных ВАХ транзисторов каж­

дого плеча двухтактной схемы аппроксимируется ПОЛИiЮ-

мом {к = JK+S1Ul+S2UI +SзU~ +... Полагая, что для бес­

трансформаторного каскада напряжение на базе транзи­ стора верхнего плеча иl = Uт cos rot, а нижнего и] =

=-Иm cos rot (соответственно и; и и~ для трансформа­

торного каскада), получаем выражения для коллектор­

ных токов
{~ = J!( + 51 иmcos шt + 52	и~ COS2 rot + 5J и~1 COS 3 rot
{~ = 1к - SI Uт cos rot + S2	и~ COS2 rot - SЗ и~ COS3 rot

+...; +...

Тогда напряжение на нагрузке определяется как падение

напряжения от разности коллекторных токов

и2 = RII (i~- (~) = RH (21Ют cos rot + 2/К3т cos Зffit).

(5.22)

Следовательно, выходное напряжение на нагрузке не со­ держит постоянной составляющей и четных гармоник при

любом их содержании в токах обоих плеч (это выполня­

ется при абсолютной симметрии плеч двухтактной схе­ мы). Именно это свойство двухтактной схемы позволяет

использовать режим В УЭ в оконечных каскадах, повы­ сить КПД и уменьшить нелинейные искажения при от­

сечке коллекторного тока.

Если	полезная	переменная	мощность	Р2=
=0,5 UI\.Этlкrn, а оба		плеча п~требляют от источника
питания ток 2!к, то
11в = nSB I4.				(5.23)

При 1;8=! (оптимальный случай) кпд оконечного кас­ када в КJlассе В составляет 78 %, что преВЫlllает в 1,5 ра­

за КПД каскада класса А. При радиовещателЬ}IOЙ пе­

редаче кпд каскада класса В достигает 25 %против 4 %

248

в режиме класса А. Полученные соотношеНИ${ характе­

ризуют работу двухтактной схемы в режиме класса В. Они одинаково справедливы для' траНСфОJ)маторных

и бестрансформаторных выходных каскадов.

Выбор транзисторов для оконечного каскаДа осущест­

вляется исходя из мощности, рассеиваемой на коллекто­

рах. Для обоих плеч каскада рассеиваемая мощность

коллектора
2Рк = Рко - Р2 = 2ЕпI к. - Ик.Эт IKт/2.	(5.24)

Выражая ток lк.т через напряжение и ПРОИЗВОдя некото­ рые преобразования, получаем,. что максимаJ)ьНО допу­

стимая рассеиваемая мощность коллектора тРанзистора при параллельном питании

Рк.макс = O,lE~/RH'

(5.25)

Иногда переменную мощность выражают через макси­

мальную допустимую рассеиваемую мощность на коллек­ торе:

(5.26)

В случае входного сигнала, амплитуда КО'горого ме­

няется в широком диапазоне, транзисторы, РЗ.ботающие

в режиме В, выбираются для оконечного каСJ{ада с по­

мощью вьtражения (5.26). При ориентировочном выбо~е

транзисторов для такого оконечного каскада Пользуются

неравенством

РКД';> О'ЗР2'

(5.27)

Затем с помощью графического расчета уточняется зна­

чение Pк.MaKc~PKД, чтобы не допустить перегрузки тран­

зистора.

В идеальном случае напряжение на выходе двухтакт­

ного каскада не содер~ит четных гармоник. Кроме того, изменение напряжении источников питания (~оллектор­

ного и базового) в виде фона, пульсаций и других тнпов

помех приводит к одинаковым изменениям КОЛлекторных

токов в каждом плече двухтактной схемы. В результате

происходит их компенсация и помехи не попаДают в вы­

ходную цепь усилителя (в нагрузку). По этой причине

падение постоянного напряжения на нагрузке отсутствует

и все напряжение источника питания Еп Цодводится

К коллекторам транзисторов при любом СОПРотивлении

Rи. Эти достоинства двухтактной схемы эффек'гивно про-

249

являются, когда в каскаде соблюдается идеальная сим­

метрия плеч.

В реальных условиях транзисторы, применяемые

в двухтактной с}{еме, имеют определенный разброс па­ раметров, соблюсти полную симметрию двух первичных

обмоток двухтактного выходного трансформатора также

оказывается непросто, поэтому всегда имеется некоторая

асимметрия плеч двухтактного каскада, что приводит

к нежелательному увеличению нелинейных искажений. Если предположить, что ток транзистора одного пле­ ча двухтактной схемы больще, чем другого в (1+х) раз, то можно оценить разбаланс плеч, который приводит

к увеличению полуволны тока в одном плече по сравне­

нию с другим. В этом случае коэффициент второй гармо­

ники
kГ'~ ~ х/2 (2 + х),	(5.28)

где х - коэффициент асимметрии, для транзисторов без

специального отбора он равен 0,5. Для случая, когда

транзисторы отБIIраются, х принимается равным 0,25.

Дополнительной причиной асимметрии плеч оконеч­ ного каскада, реализованного на биполярных транзисто­ рах, и появления нелинейных искажений может явиться несовпадение ФЧХ плеч каскада в области верхних час­

тот. Поэтому для снижения нелинейных искажений в око­

нечных каскадах широко применяют отрицательную ОС,

которая уменьшает влияние асимметрии плеч и повыша­

ет коэффициент "спользования, тогда

Р2=Uк.эm1к."Р. (5.29)

Поскольку каждое из ПЛ~Ч симметричной даух.такr­

ной схемы работэ.ет поочередно независимо друг от друга

и создает в нагрузке синусоидальный ток каждые полпе· риода, то реЗУЛl>ТИРУЮЩЦЙ разностный ток в нагрузке

получается синусоидальным.

На практике С' целью уменьшения нелинейных иска­

жений усиливаемого сигнала реализуется на режим В

с углом отсечки 900, а энергетически близкий к нему ре­

жим АВ с углом отсечки чуть больше 900 (рис. 5.7). Это связано с тем, что при малых сигналах работа усилителя

происходит на нелинейных участках сквозных ДХ тран­ зисторов и усил"ваемый сигнал искажается. Искажение

типа «ступенька» можно компенсировать за счет увели­

чения угла отсечки импульсов тока следующим образом.

250