Электроника и схемотехника, Ч. 1 / Усилительные устройства 1989

Сопротивление резистора, который должен обеспечи­ вать необходимое автоматическое смещение для выбран­

ноц точки покоя на ВАХ полевого транзистора, Rи=

=EcM /t11c . Чтобы исключить ОС по пере~енному току,

резистор Rи шунтируется конденсатором С большой ем­

кости.

3.3.3. СХЕМЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ТОЧКИ ПОКОЯ

МДП-ТРАНЗИСТОРОВ

Для МДП-транзисторов схемы цепей питания при­

мерно такие же, как и для транзисторов с управляемым

р-n переходом. Для задания режима работы можно ис­ пользовать отдельный источник питания Ее"" общий ис­ точник питания и резисторный делитель (рис. 3.15, а),

спомощью которого на затвор транзистора подается

необходимое напряжение смещения, как на схеме рис.

3.9. Иногда для стабилизации режима используется па­ раллельная отрицательная ОС по напряжению (рис. 3.15, б). Принцип стабилизации режима работы анало­ гичен принципу работы схемы на рис. 3.12.

Цепи питания и стабилизации электронных ламп

и полевых транзисторов весьма похожи, но в электрон­

ных лампах есть дополнительные цепи питания накала,

которые имеют некоторую специфику. Ввиду того, что

электронные лампы в настоящее время применяются

в усилительных устройствах сравнительно редко, их це­

пи питания в книге не рассматриваются, но они подроб­

но изложены в [1].

		r---_--o+ Еп
Рис. 3.15. Схемы	цепей
питания по постоянному
току МДП-транэисторов		.....
налом:
С индуцироваиным	ка-
а - с делителе",: б -	с об­	а)
ратно/! связью

131

3.4. ГЕНЕРАТОРЫ СТАБИЛЬНОГО ТОКА

Распространенными представителями ГСТ являются отражатели тока (токовые зеркала), получившие широ­ кое применение в аналоговых микросхемах [5]. Отра­

жателем тока называется устройство, ток которого,

протекая в одной ветви цепи, точно воспроизводится

в другой независимо от параметров последней. Они ис­ пользуются во многих устройствах электронной аппара­

туры и, самое главное, дают высокие технические ре­

зультаты в аналоговых микросхемах, где параметры од­

нотипных элементов характеризуются малым разбросом и имеют примерно одинаковый температурный режим за

счет общей подложки.

Стабильный, не зависящий от параметров цепи ток

может обеспечить только идеальный генератор тока

с бесконечно большим динамическим выходным сопро­

тивлением, ВАХ которого параллельна оси напряжения. Вольт-амперная характеристика неидеального генерато­

ра тока, например ГСТ, несколько отличается от иде­

альной, а его динамическое выходное сопротивление

хотя и очень большое (десятки - сотни мегаом), но не

равно бесконечности.

Выходная статическая ВАХ n-р-n транзистора, вклю­ ченного по схеме с ОБ, имеет большое сходство сВАХ

ГСТ. Следовательно, транзистор, включенный по схеме

с ОБ, может выполнять функцию ГСТ. Однако на прак­

тике в микросхемах для реализации ГСТ используют

не один, а два и более транзисторов, параметры кото­

рых практически идентичны.

Известны две основные схемные реализации ГСТ в микросхемах:. источники тока и токоотводы [7]. По­

скольку транзисторные ГСТ, являясь своеобразными

вторичными источниками питания, в идеале должны об­

ладать бесконечными выходными сопротивлениями, то их выхО'дной транзистор всегда подключается к нагруз­

ке коллектором или стоком. Другое подключение вы­ ходного транзистора к нагрузке не обеспечивает боль­ шого выходного сопротивления ГСТ. Таким образом, ГСТ, реализованный на р-n-р или с р-каналом транзис·

торах, подключается к выводу «плюс» источника пита·

ния, а нагрузка, которая последовательно соединяется

с ГСТ, - к выводу «минус». При таком последователь·

132

э	17118	Н 1
		"ZZ5
и		и

			[о
			-------
а)	+Еn		tJ)
			+Е"
		1	1

6)	г)			о)	е)
Рис. 3.16. Схемы			генераторов стабильного тока:
а - о резисторным	делителем;		б -	эквивалентная; 8 -	С диодным смещением;
г - с диодным смещением на		трех		траИЗlfсторах; д -	с резнсторным смещенн­
	ем;	е -	с нейтрализацией h..

ном соединении источника питания, ГСТ и нагрузки получается, что ГСТ задает ток нагрузке, являясь

источником тока. Генератор стабильного тока, ре­

ализованный на n-р-n или с n-каналом транзисторах,

должен подключаться к выводу «минус» источника

питания, чтобы обеспечить значительное выходное

сопротивление, а нагрузка - к выводу «плюс». В ре­

зультате ГСТ как бы отводит стабильный ток

от нагрузки. Отсюда такое название - токоот­

вод.

Так как основными транзисторами современных мик­

росхем являются транзисторы n-р-n типа, то в микро­ схемах чаще всего находят применение не источники

тока, а токоотводы, поскольку их параметры в силу луч­

ших показателей n-р-n транзисторов значительно пре­ восходят параметры источников тока. В связи с этим

рассматриваются только схемы токоотводов. Теорети­

ческий анализ токоотводов может быть полностью пе­

ренесен и на источники тока, но с учетом полярности

транзисторов и источников питания. Таким образом, все

133

аналитические выражения, полученные для токоотво­

дов, будут справедливы и для источников тока.

Основная и к тому же самая простая схема ГСТ­

это схема транзисторного каскада с ОБ (рис. 3.16, а).

Чтобы количественно оценить параметры ГСТ (динами­

ческое выходное сопротивление, зависимость тока от

напряжения и др.), необходимо транзистор замеНИТh эквивалентной схемой для h-параметров в схеме с ОБ. В результате получим эквивалентную схему ГСТ (рис. 3.16,6), описываемую уравнениями

'э = / + 'Б; !L12б UКБ = 'э (11116 + Rэ) + /Б R(j;	(3.28)
,= h21(j /э + h22БUКВ: U = U!(B-1BRB'

Исключив из системы уравнений (3.28) UКБ, lэ и/Б, выразим ток ГСТ через напряжение и, а затем опреде­

лим динамическое выходное сопротивление (ДВС):

	1 =	11226 (Rэ + R6 ) + Dб		и,	(3.29)
		hl1б + Rэ + R(j (1 + h21б)		,
	RBblx =		hllб+ Rэ + Rб(1 +Dh21б)		(3.30)
			hZ2б Щ') + Rб) +	б
где	Dб	= hllб h~2б -11126 h21б;		Rб = R1 11 Rz.
С	помощью		выражения (3.30) можно рассчитать		ДВС

токоотвода, однако' оно не позволяет сразу оценить, за

счет каких параме-тров можно повысить до бесконечно­

сти ДВС токоотвода, чтобы получить идеальный ГСТ.

Из (3.30) видно, что увеличением сопротивления эмит­ терного резистора Rэ до бесконечности можно только приблизить ДВС токоотвода к выходному сопротивле­

нию транзистора. Следовательно, необходимо искать другие пути повышения ДВС токоотвода. Например,

при Rэ=О и опорном напряжении от источника напря­

жения на базе транзистора можно значительно упро­

стить (3.30):

RBblX = l/(h22Э-h12эhZl/1111Э)'

(3.31)

Из (3.31) следует, что если знаменатель этого выраже­

ния равен нулю, то ДВС токоотвода равно бесконечно­

сти. Таким образом, варьируя параметры транзистора,

можно получить большое две токоотводз. и ток, мало

зависящий от напряжения.

Однако параметры транзисторов, особенно интег­ ральных, обычно задаются исходя из высокого значения

134

h219 , следовательно, на параметры ГСТ, который изго­

товлен с двумя транзисторами групповым методом,

можно воздействовать только через схемотехнику. Кро­

ме того, на параметры транзистора сильно влияет изме­

нение температуры. В силу этого обстоятельства следу­

ет предусмотреть схемотехническую температурную

стабилизацию. Поскольку в схеме с ОБ h2Iб~-1, то на две помимо h22 будет существенно влиять и параметр h12 , поэтому необходима их схемная нейтрализация.

Пример 3.2. Рассчитать по формуле (3.30) ДВС простейшего

токоотвода, реализованного по схеме, изображенной на рис. 3.16, а. Полагая, что h_параметры интегрального транзистора для схемы

с ОБ имеют следуюшие средние значения: hl1~=30 Ом; hI2~=3·10-4;

h2Iб=-О,99; h22G =3·10- 7 См, а сопротивления резисторов Rб	и R.
соответственно равны 1 кОм, получаем
30+ 1000+ 1000(1-0,99)	=
RBblx = 30.10-7 (1000 + 100Ь) + 30.3.10-7 + 3.10-7·0,99
= I,ОЗ Мом.

Чтобы увеличить две и обеспечить температурную стабильность параметров ГСТ, необходимо совершенст­ вовать его схемотехнику. С этой целью проведем ана­ лиз базовой цепи транзистора (см. рис. 3.16, а) на ос­

нове уравнения

Ел -/дR1.	= U	-	(1 + I		) R .	(3.32)
1 +R1 1R2	5Э			5	9
Решая (3.32) относительно				тока 1 и производя		некото­
рые упрощения, получаем
1 ~	Ел	_	и5Э			(3 3)
Ra (l+R1 IR2 )			Ra	'		.3

Из (3.33) следует, что при неизменных сопротивлениях резисторов ток ГСТ будет зависеть только от uвэ И Еп• Поскольку U вэ изменяется с изменением температуры, то для того, чтобы ток 1 слабо зависел от температуры, необходимо компенсировать влияние второго члена в (3.33). С этой целью к резистору RI '(см. рис. 3.l6,a)

последовательно подключается транзистор с эакорочен­

ным коллекторным переходом - (диодное включение).

Незакороченный р-n переход должен быть таким же, как эмиттерный переход транзистора, который включеPl

по схеме с ОБ. Тогда к правой части (3.33) с положи­ тельным знаком добавится выражение Uвэ/(l + RII

/R2 ), которое численно мало отличается от uвэ . В схе­

.ме ГСТ с диодным включением транзистора ток 1 будет

135

слабо зависеть от температуры. Заметим, что изменение напряжения питания в этой схеме ГСТ будет сказываrь·

ся на значениях тока за счет изменения падения напря­

жения на резисторе R2. Чтобы избавиться от этого не·

желательного явления, напряжение источника питания

стабилизируют. Проанализировав схему ГСТ (см. рис. 3.16, а), можно сказать, что она имеет ряд существен· ных недостатков. Поэтому на практике применяется не

она, а ее модификации.

Токоотводы с диодным смещением. Рассмотрим схе­

му	ГСТ (рис. 3.16, в)	на одном резисторе и			двух	тран­
зисторах, один из которых			(VT1)	включен	как	диод.
Так	как, транзисторы	VT1 и	VT2 -	интегральные		(име­

ют высокие показатели (h219;г:l00) инезначительный разброс параметров), то при одном и том же напряже­

нии база - эмиттер отношение их эмиттерных, а следо­

вательно, и коллекторных токов равно отношению пло­

щадей эмиттерных областей:

IЭJ =	8et	~ Jю = k.	(3.34)
/Э2	882	/1(2

При равенстве	эмиттерных областей k= 1. На	практике
k выбирают в	диапазоне 1...5. Напряжение на	участке

база - эмиттер одного транзистора	используется для
фиксации тока в другом.
Через резистор R1 протекает ток
/1 = (ЕП-UБЭI)/Rl'	(3.35)

Подставляя (3.35) в (3.34), получаем аналитическое выражение для тока ГСТ:

1= (Еп- UБэ1)/kR1•

Динамическое выходное сопротивление находится по

формуле (3.30) с учетом параметров схемы (Rз=О.

Rб=hllб, h2Iб=-1):
RDblx = 1/~2б + h12бlhUб)'	(3.36)
Для оценки две токоотвода	подставим в (3.36) сред·

ние значения параметров интегрального транзистора:

RDblx = 1/(2.3 ·10-7 +3· 10-4/30) = 0,9 МОм.

Из-за отсутствия резисторов в эмиттерной и базовой це­

пях две несколько меньше, чем в ГСТ на рис. 3.16, а. но температурная стабильность тока выше (около 5 %).

136

Температурную стабильность тока ГСТ можно еще

повысить, если вместо двух транзисторов использовать

три (рис. 3.16,г). В этой схеме ГСТ опорный ток 1 под­ держивается на одном уровне за счет того, что базовый ток транзистора VT2 вначале вычитается из опорного тока, а затем вновь добавляется в базу опорного тран­ зистора VT1, т. е. создается глубокая отрицательная

ОС, которая увеличивает две токоотвода. Напряжение

база - эмиттер	транзистора VT3 фиксирует	напряже­
ние смещения	опорного транзистора VT1,	который,

в свою очередь, стабилизирует уровень тока транзисто­

ра VT2. Отношение тока ГСТ к опорному току

1/11 = 1 + (151-2/52 + IМ)Рl'

(3.37)

При h219= 100 и разбросе параметров не хуже 20 % от­ клонение тока токоотвода от опорного около 0,5%.

Токоотводы с резисторным смещением. Недостаток

схем с диодным смещением заключается в том, что для

фиксации токов используют отношение площадей эмит­ теров транзисторов, которое следует выбирать не боль­ ше пяти. Поэтому при k~5 желательно применять схе­ мы токоотводов с резисторным ёмещением (рис. 3.16, д).

Работу этой схемы ГСТ можно пояснить с помощью

очевидного равенства:

UВЭ1 + IЭI RI = UВЭ2 + IЭ2R,.

В зависимости от рабочих токов сопротивления резис­

торов Я1 и Я, выбираются в пределах от сотен ом до

десятков килоом и увязываются с падением напряже­

ния на эмиттерных переходах транзисторов. Пренебре­

гая током базы	транзистора VT2 lВ2, можно	записать
IЭl=/1, IЭ2 =1.	При равенстве сопротивлений	резисто­

ров и идентичных параметрах транзисторов наблюдает­

ся равенство токов /1=1. Значит, выходной ток 1 по­

вторяет или отражает входной ток /1. Это типичный от­

ражатель тока. Пренебрегая током базы транзистора

VT2, получаем

IЯ, = /1 Я1 +uвэ1-uWJ = /1 R1+mfl'T1n (1/J1),		(3.38)
где fl'T=kT /q -	температурный потенциал; т -	коэффи­
циент. Из (3.38)	находятся отношения токов
		(3.39)

137

При 11 R, ~ UВЭ1
1//1 ~ R1/Ra•	(3.40)

Из (3.40) следует, что отношение токов можно варьи­ ровать в широких пределах (до двух порядков) незави­

симо от температуры с ошибкой до 10 %. По формуле

(3.30) определяется две такого токоотвода. Токоотводы с нейтрализацией. При анализе простых

схем токоотводов было установлено, что преобладаю­ щим параметром, ограничивающим две токоотвода,

явлйется h12, который не позволяет получить две более

нескольких мегаом. Чтобы ослабить влияние h l2 на две

токоотвода, применяют лестничные, ярусные или кас­

кодные схемы нейтрализации, объединяющие схемы

простых токоотводов.

В схеме токоотвода с нейтрализацией параметра h12 (рис. 3.16, е) сочетаются два яруса схем токоотводов с диодным включением: на токоотвод (см. рис. 3.16,8), реализованный на транзисторах VT1 и VT2, наращива­ ется такой же токоотвод на транзисторах VT3 и VT4. В результате такого включения образуется петля отри­

цательной ОС (коллектор VT2, эмиттер VT3, база VT3, транзистор VU в днодном включении, база V12), кото­

рая стабилизирует ток / и ослабляет эффект внутренней ОС, уменьшая h12 • В этом случае две токоотвода

RBbl !: = hllбв/(2hщвhS2бЭ + h12бshщз).

(3.41)

Так как для интегральных транзисторов всегда выполня­

ется неравенство 2hllб2h22бЗ"> h12бзhl2бЗ, имеем

RBbls: ~ 1/2hьб8•	(3.42)
Как видно из (3.42),	две токоотвода определяется па­

раметром h22 выходного транзистора VT8 и практически не зависит от параметра h12 • Таким образом, эта схема гет не может обеспечить большее две токоотвода.

Если	требуется две	токоотвода, большее, чем
(2h22 )-l,	то применяется	схема гет с нейтрализацией

h22 [7]. В .этой схеме гет с ярусными схемами сочета­ ются лестничные. За цепочкой транзисторов VT3 и VT4 rCM. рис. 3.16, е) наращивается аналогичная цепочка из

двух транзисторов, имеющих площади эмиттеров, в два

раза большие, чем УТ3 и VT4. В результате происходит компенсация параметра h22 • Он практически не оказы­

вает влияния на выходную проводимость гет, а пара-

138

J +f,,'.

Ут	VT

: 0.)

6)

Гис 3.17. Схемы генераторов стабильного тока на полевых транзи­

сторах

а - с резисториым дмителем: б - ДВУХПOJlюсная схема генератора тока: в­

спара.л.ле.льным соединением 8атворов: г - с разде.льным вк.лючеНlreМ затво­

ров. д - с операционным уси.литеnем

метр hl2 также существенно уменьшается. В результате

ГСТ, реализованный по такой схеме, имеет малую вы­ ходную проводимость (большое ДВС) и не вносит оши­

бок в дифференциальные токи на входе ДК. Рассмотренные схемы ГСТ являются токоотводами,

так как они создаются на биполярных транзисторах n-р-n типа. Однако подобные ГСТ могут выполняться

также на р-n-р и на полевых транзисторах. Параметры ГСТ на интегральных р-n-р транзисторах хуже, чем то­ коотводов. Схема ГСТ, который реализован на полевом

транзисторе с n-каналом и управляемым р-n переходом

(рис. 3.17, а), почти идентична схеме ГСТ на рис. 3.16, а.

Так как ток затвора транзистора незначительный и его

можно не учитывать, то ток в резисторном делителе бу­

дет зависеть только от ЭДС источника Еп и сопротивле­

ний резисторов R1 и R2, которые являются постоянными

величинами, следовательно, ток делителя также величи­

на постоянная и напряжение на затворе будет фиксиро­

ванным. Таким образом, ток в канале транзистора по­

вторяет (отражает) ток в делителе и остается постоян­

ным.

Простая схема ГСТ с одним транзистором с управ­

ляемым переходом и одним резистором показана на

рис. 3.17, б. Напряжение на затворе транзистора равно

падению напряжения на резисторе R. При увеличении

по какой-либо причине тока истока падение напряже­

ния на резисторе возрастает, напряжение на затворе ета-

139

новится более отрицательным и ток стока уменьшается, т. е. происходит стабилизация тока 1. Важным достоин­ ством этой схемы ГСТ по сравнению с ГСТ на биполяр­

ных транзисторах является простота и возможность вы­

полнения функций ГСТ в простейших схемах двухпо­

люсного включения.

Генераторы стабильного тока могут выполняться как

на	МДП-транзисторах	с индуцированным каналом, так
и	на транзисторах со	встроенным каналом. На рис.

3.17, 8 изображена схема ГСТ на транзисторах с обога­

щенным n-каналом и параллельно соединенными затво­

рами, а на рис. 3.17, г - схема ГСТ на МДП-транзис­ торах с раздельным включением затворов. Обе схемы

представляют собой двухполюсники и имеют определен­

ные преимущества перед четырехполюсниками.

Недвухполюсная схема	ГСТ	на МДП-транзисторе
с обедненным n-каналом	и оу	изображена на рис.

3.17, д. На инвертирующий вход оу подается напряже­

ние со стабилитрона VD, на неинвертирующий подво­

дится падение напряжения на резисторе R. Это позво­

ляет стабилизировать ток, протекающий в канале

МДП-транзистора, а следовательно, и ток в нагрузке.

Глава4 КАСКАДЫ

ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО

УСИЛЕНИЯ

4.1. ОСОБЕННОСТИ КАСКАДОВ

ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО УСИЛЕНИЯ

Каскады предварительного усиления обеспечивают со­

гласование мощного оконечного каскада усилителя с ис­

точником сигнала (см. рис. 1.6, б). Они, как правило, работают в режиме А и предназначены для увеличения сравнительно небольшого напряжения источника сигна­

ла до такого уровня, при котором осуществляется нор­

мальное возбуждение мощного оконечного каскаДd

Поскольку основные 1I0кэзэтели предвэритеJlЫЮГО

140