Электроника и схемотехника, Ч. 1 / Усилительные устройства 1989

~"

11025" С

н/с

+Е,.

1и+А1м

УТ

	г-	~з
	УО*
lк
	L._

ОU&Э

Рис. 3.8. Влияние из­			РНС. 3.9. Схема стабили­
менения температуры			зации режима	питаиия
на	ток	коллектора	транзистора с фиксацией
прн	неизменном на­		напряжения	база
пряжении		база	эмиттер
	эмиттер

В некоторых случаях вместо резистора Rб2 включа­

ется диод, как это показано штриховой линией на рис. З.9, или точно такой же транзистор, только в диод­

ном включении с закороченным коллекторным р-n пере­

ходом. При использовании идентичного транзистора

в качестве диода его статическая (диодная) БАХ сдви­

гается точно так же, как характеристика прямой пере­

дачи транзистора (на 2,2 мВ/ОС). Стабилизацию тока

покоя коллектора в этом случае можно объяснить сле­

дующим образом. Пусть через диод протекает постоян­

ный ток, значительно превышающий ток базы транзис­ тора. При этом повышается температура р-n перехода

и зависимость iA=f(uA) сдвигается влево. Напряжение Uд=Uвэ снижается до такого значения, при котором

ток покоя коллектора практически не изменяется

(см. рис. З.8). Этот способ стабилизации тока покоя коллектора называется диодной стабилиза­

цией. Он находит nрименение в генераторах ста­

бильного тока при обеспечении режима питания по

постоянному току транзисторов в двухтактных бес­

трансформаторных каскадах, работающих в режимах

А, АВ н В.

Прн использовании диодной стабилизации тока по­

коя транзнстора необходимо помнить, что диод или траи­ зистор в диодном включении обладает дифференциаль­

ным сопротивлением и сопротивлением постояннрму

току. Режим транзистора по постоянному току рассчиты­

вается исходя из сопротивления диода постоянному то-

121

,I

I

I

I

IL __ _

Рис. 310 Эквивалентная схема тран­

зистора для расчета стабилизации ре­

жима питания

ку, а нестаБИЛЬНQСТЬ режима работы - исходя из диф­

ференциального сопротивления диода.

При анализе сложных цепей питания биполярных

транзисторов часто рассматривают эквивалентную схе­

му [1], содеj)жащую независимые ИСТОЧНIiКИ задающего тока 6.! и ЭДС 6.и, которые принимаютсS! за исходные факторы нестабильности (рис. 3.10). На основе эквива·

лентной схемы можно записать следующие равенства:

6.IB = 6.U/(h I19 + Rб) - 6.Zh1l9 j(hllэ + Rt\):

(3.15)

6. Zr< = h2lэ (illв + М) = h2Iэ 6.I/(6.U/Ы + Rб)/(hIl9 + R6 ).

(3.16)

Выражение (3.l6) можно было получить, не прибегая 1\ эквивалентной схеме, сложив правые части равенств (3.12) и (3.13). С помощью (3.16) опреДеляются необ­ ходимые сопротивления Rб, при которых улучшается стабильность тока покоя коллектора. В том случае, ког­ да 6.UjАZ<hllэ, существенную роль играет 6.[ и Rб

следует уменьшить. Если 6.и/ 6.Z>h lla , то 6.и сказыва· ется сильнее и сопротивление Rб неоБХОДIiМО увеличить.

3.2.4. СХЕМА ЦЕПИ ПИТАНИЯ

С ЭМИТТЕРНОй СТАБИЛИЗАЦИЕй

Рассмотренные ранее схемы стабилизации не всегда обеспечивают желаемую стабильность TOl(a коллектора. Поэтому для улучшения стаБИЩl3ации ИСl10льзуеТСf\ от­

рицательная ОС. Схемы стабилизации TOlta покоя тран.

зистора с помощью отрицательной ОС подразделяются на эмиттерную, коллекторную и комбинированную.

Схема эмиттерной стабилизации пОЛучила распро-

122

странение в усилительных каскадах

переменного тока, охваченных отри­

цательной ОС (см. рис. 2.13). Если

в эмиттерную цепь транзистора схе­

мы стабилизации (см. рис. 3.9) включить резистор Rэ, то каскад бу­

дет охвачен последовательной по то­

ку отрицательной ОС, обеспечивая

эмиттерную стабилизацию.

Схема с эмиттерной стабилиза­

цией тока коллектора изображена

на рис. 3.11. Стабилизация коллек­

торного тока в этой схеме осущест­ вляется следующим образом. Если

под действием какого-либо дестаби­

Рис. 3.11. Схема с эмиттерной стабили­ зацией режима пита-

ния транзистора

лизирующего фактора увеличивается ток коллектора, то

он вызывает рост эмиттерного тока, что приводит к уве­

личениЮ-. падения напряжения на резисторе Rз. Это на­

пряжение, приложенное плюсом к эмиттеру транзистора

иминусом к корпусу, подается через параллельное со­

единение резисторов R151 и Rб2 на базу транзистора. На­

пряжение, которое подводится через делитель ко входу транзистора,

(3.17)

где R6=R62R15J/ (RБJ+R62).

С увеличением тока эмиттера модуль наПРЯ:l*ения база - эмиттер возрастает, а так как это напряжение минусом подается на базу транзистора, то сильнее пре­ пятствует возрастанию тока коллектора. Таким спосо­

бом и осуществляется поддержание коллекторного тока

на одном уровне.

.

Естественно, что ток покоя коллектора при отрица­ тельной ОС будет меньше, чем без ОС, и это ум.зньшt'­ ние тока, так же как и эффективность стабилизации,

зависит от глубинI:J. ОС. При увеличении сопротивле­ ния Rэ в эмиттерной цепи возвратная разность растет, отрицательная ОС становится более глубокой, но при

этом происходит и большее падение напряжения на ре­ зисторе Rэ, что равноценно уменьшению напряжения источника питания на такую же величину. Это необхо­ димо учитывать при выборе сопротивления Rэ. Кроме

того, для лучшей подачи напряжения ОС (/эRэ) на ба-

123

зу транзистора сопротивление Rб должно быть как можно меньшим. Это видно из (3.17).

Однако выбор сопротивлений резисторов Rб\ и Rб2,

параллельное соединение которых эквивалентно R'5, ПРОИЗ.!30ДИТСЯ так, чтобы не уменьшать входное сопро­

тивление каскада, что		может		привести к перегрузке
предшествующего	каскада.		При	малом сопротивлении
Rб ток потребления транзистора возрастает и энергети­
ческие показатели	каскада		ухудшаются. Кроме того,
с ростом сопротивления Rэ			глубина		ОС увеличивается
и уменьшается основной		показатель			каскада - коэффи­

циент усиления. Чтобы коэффициент усиления каскада

не уменьшался, параллельна резистору Rэ подключает­ ся конденсатор большой емкости. Благодаря этому дей­ ствие отрицательной ОС по переменному току сводится к нулю и остается только действие ОС по постоянному току, что И обеспечивает стабилизацию тока покоя.

Если сопротивление резистора Rэ небольшое, то

подключать конденсатор большой емкости не имеет смысла, так как в этом случае отрицательная ОС умень­

шает коэффициент усиления иезначительно. Она также

стабилизирует коэффициент усиления и уменьшает не­

линейные искажения. I\аскады с резистором небольшого номинала в цепи эмиттера без шунтирующего конденса­

тора находят широкое применение, в интегральных уси­

лителях. Они имеют практически нулевую чувствитель­

ность к изменению сопротивлений коллекторного и эмит­

терного резисторов.
Для анализа	схемы эмиттерной	стабилизации	(см.
рис. 3.1 1) можно	воспользоваться	эквивалентной	cx~­

мой, изображенной на рис. 3.10, если в цепь базы доба­

вить резистор Rб' а в цепь эмиттера - Rэ. Записывая

по законам Кирхгофа соответствующие уравнения для эквивалентной схемы и разрешая их для приращения

коллекторного тока, получаем

А./к == Мh.ls(АU/М+R&+Rб) •	(3.18)
h1l8 +R& (1 +hS1S ) +Rб

Из '(3.18) видно, что увеличение сопротивления Rэ при­ водит к уменьшению приращения тока A.1K' Сопротивле­

ние Rб выбирается из следующих условий: при h21эх

Х (A.U/A.I-hI\Э) >Rэ сопротивление Rб необходимо вы­

бирать как можно большим и наоборот.

Однако расчет сопротивлений резисторов Rбl' Rб2

124

и Rз часто производится с использованием коэффициен­ та нестабильности тока Si, который показывает, во сколько раз ток коллектора I K изменяется сильнее в данной схеме стабилизации по сравнению со схемой стабилизации с двумя источниками при одинаковом из­ менении обратного тока коллектора:

(3.19)

Запишем выражение коэффициента нестабильности для

всех схем стабилизации с одним источником:

S.=	Rб+Rв	(3.20)
,	Re +Ro (1- h210 )	•
Как следует из (3.20),		увеличение Rз и уменьшение Rб

способствует повышению стабильности тока коллектора и уменьшению коэффициента нестабильности Si, кото­

рый стремится к единице. Вместе с тем увеличение Rэ

и уменьшение Rб приводят к снижению экономичности питания каскада, а также его входного сопротивления.

Поэтому на практике ограничиваются значениями SI=

=2...4 и в редких случаях Si= 1,5...2.

По выбранному значению Si определяются необходи­ мые сопротивления для схемы эмиттерной стабилиза­ ции (см. рис. 3.11):

Rб) =	(Sl- 1) RЭUl(эIUв:	(3.21)
Rб2 = Rбl,/(Uкэ,/Uв-l):		(3.22)
Rз =	(ив - Uвэ)Llэ,	(3.23)

где ив - напряжение на базе относительно земли, оно

выбирается от 1 до 5 В; 1эток эмиттера в точке

покоя.

Недостатком схемы с эмиттерной стабилизацией то­

ка покоя коллектора является большое число резисто­

ров (четыре). По интегральной технологии подобные

каскады с четырьмя резисторами и только с одним

транзистором реализовывать экономически невыгодно.

Они занимают неоправданно большую площадь на

кристалле.

125

3.2.5. СХЕМА ЦЕПИ ПИТАНИЯ

С КОЛЛЕКТОРНОй

СТАБИЛИЗАЦИЕй

в том случае, когда не требуется очень высокая ста­

бильность тока коллектора, можно воспользоваться бо­

лее прос!той схемой стабилизации, которая дает удовлет­

ворительные результаты стабилизации при относитель­

но небольшом технологическом разбросе параметров.

В этой схеме, как и в предыдущей, стаБИЛИЗ8tlия осу­

ществляется с помощью отрицательной ОС (см. рис. 2.30), но не по току, а по наПРllжению. Такая схема стабилизации коллекторного ~OKa получила название

схемы с коллекторной стабилизацией (рис. 3.12). Здесь

элементом цепи ОС является резистор Rб. Стабилиза­

ция тока покоя коллектора осуществляется следующим

образом. Пусть под действием дестабилизирующего

фактора ток	покоя	коллектора	увеличился, как след­
ствие этого,	возрос	его ток	эмиттера	(11( =h2Iб/Э)
и уменьшилось напряжение коллектор - эмиттер '( Uк.э =
=E-/эRк) , что привело к снижению тока				базы 15 =
= (Ul(э-Uвэ)/R.б, а		с уменьшением тока базы снизил­

ся и ток коллектора /1(=h21э/в. Иными словами, увели­ чение или уменьшение тока коллектора будет встречать

противодействие со стороны отрицательной ОС.

Параллельная Qтрицательная ОС по напряжению

влияет не только на медленные изменения тока покоя

коллектора и стабилизирует его. Она уменьшает входное

сопротивление каскада, что в итоге приводIiТ к ослабле­

нию усиливаемого сигнала.

Как следует из анализа, приве-

+E'n денного в гл. 2, параллельная отри-

ККцательная ОС уменьшает входное

сопротивление каскада в F раз [см. формулу (2.127)]. Следовательно,

входное сопротивление для области

		VT		нижних частот
				R.BX =	hllB Rб/(hllз + Rб +h'lJI RJ.
						(3.24)
	Рис. 3.12. Схема		с	Так как в реальных случаях в схе­
				ме с коллекторной		стабилизацией
	коллекторной стаби­
				всегда	выполняется	неравеиство
	лизацией	режима пи·
				R.б±h21эRк~hl1Э, то на практике по-
	тания	транзистора

120

лучила распространение другая формула для расчета

входного сопротивления каскада с параллельной отри­

цательной ОС

RBx = hl1э Rб/{Rб + fl21D Rl{).				(3.25)
Несмотря на то, что в схеме на рис. 3.12 напряже­
ние ОС снимается с резистора RK, включенного в				кол­
лекторную	цепь,	рассматриваемая	стабилизация	кол­
лекторного	тока	весьма схожа	с эмиттерной,	так
как по резистору		RK протекает ток	lK+IB, т. е. факти­

чески эмиттерный ток. Следовательно, для расчета не­

стабильности тока коллектора можно использовать вы­

ражение (3.18), заменяя в нем Rэ на RK.

Однако схема коллекторной стабилизации обеспе­

чивает меньшую стабильность тока покоя коллектора по сравнению со схемой эмиттерной стабилизации. Это

обусловлено большим сопротивлением резистора Rб и относительно небольшим входным сопротивлением

каскада. В усилителях на дискретных элементах кол­ лекторная стабилизация тока покоя коллектора ис­

пользуется сравнительно редко, но в каскадах, выпол­

ненных по интегральной технологии, подобные схемы

встречаются часто.

Более эффективные результаты стабилизации кол­ лекторного тока покоя дает комбинированный метод,

в котором одновременно используются и эмиттерная,

'и коллекторная схемы стабилизации. Но из-за большого числа пассивных элементоfi и относительно большого

напряжения питания он находит ограниченное приме­

нение.
Пример 3.1. Рассчитать сопротивления			резисторов в схеме на
J)ИС. 3.11 с эмиттерной стабилизацией тока коллектора, если коэффи­
циент неста6ильности S=3 при напряжении			на	базе	транзистора
типа 2'f312B Ив =3,5 В.
ПО выходным статичеtким		ВАХ транзистора			определяются
ИКЭ =5 В и /э =5 мА. Так как транзистор			кремниевый, то Ивэ =
= 0,5 В. Сопротивления резисторов Rэ рассчитываются по формулам
(3.21)-(3.23):
Rэ = (ИВ -	ивэ)//э = (3,5 -0,5)/5·10-3 = 0,6 кОм;
R61 = (3 -	1) Rэ Uк.Э/И(j = (3 -	1)·0,6·5/3,5 =		1,7 кОм;

Rб2 = RrJ1/(Ик.э/U(j -1) = 1,7/(5/3,5-1) = 0,73 кОм.

127

3.3. ЦЕПИ ПИТАНИЯ

И СТАБИЛИЗАЦИИ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ

3.3.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Точка покоя полевых транзисторов, так же как и би­

полярных, характеризуется определенными парамегра­

ми. Например, рабочий режим полевого транзистора '(точка А) определяется напряжением покоя сток - ис­ ток ис и током покоя стока lc (рис. 3.13).

При перемещении точки А вниз' по нагрузочной пря­ мой MN под воздействием дестабилизирующих факто­

ров или других причин амплитуда отрицательной полу­ волны выходного напряжения будет уменьшаться и мо­

жет произойти отсечка ТОка стока. В свою очередь,

перемещение точки А вверх по нагрузочной прямой MN

может привести к насыщению тока стока. В обоих слу­

чаях перемещение точки А по нагрузочной прямой MN

может сопровождать_ся нелинейными искажениями.

Чтобы уменьшить нелинейные искажения, точка покоя

А должна выбираться на середине линейных участков

проходных и выходных статических ВАХ транзистора,

как это показано на рис. 3.13.

К особенностям полевых транзисторов относится выбор режима с термостабильной точкой покоя. Дело

в том, что у полевых транзисторов ток затвора крайне

мал (для транзисторов с управляемым р-n переходом

он составляет 10-12... 10-9 А, а для МДП-транзисторов-

10-15... 10-14 А) И к тому же связан с температурой по

сложному закону. Например, при повышении темпера­ туры на каждые 10 ос ток затвора увеличивается почти в 2,5 раза. Кроме того, у МДП-транзисторов в зависи­

мо~ти от технологии их изготовления ток стока при по­

вышении температуры может увеличиваться, уменьшать­

ся или вообще не изменяться. Зависимость тока стока

от напряжения затвор - исток у некоторых полевых

транзисторов аналогична зависимости iк=f(uвэ) по

температурному смещению характеристик, которое про­

исходит со скоростью около 2,2 мВ/ОС (см. рис. 3.8).

Рассмотрим выбор точки покоя на выходных стати­

ческих ВАХ полевого транзистора. На графике семейст­

ва выходных статических ВАХ строятся нагрузочные

128

Рис. 3 13. Выбор точки покоя на вольт·амперноЙ характеристике по­

левого транзистора

прямые для постоянного PQ и переменного MN токов. На основе нагрузочной прямой построена и динамичес­ кая проходная (стокозатворная) характеристика, кото­ рая в отличие от нагрузочной прямой нелинейна. На­ пряжение Иеи и ток lс в точке покоя выбираются исхо­ дя из амплитудных значений выходных напряжения И2т И тока 12т, чтобы выполнялись следующие неравенства:

Иси >И2т• Ic>12m. Во избежание перегрева и разруше­

ния	структуры полевых транзисторов точка			покоя дол­
жна удовлетворять условию uсиlс <РСмакс•				т. е. тран­
зисторы при		работе не должны	перегружаться.
	Многообразие типов полевых		транзисторов привело
к	появлению	многочисленных	способов	построеflИЯ

цепей питания транзистора и стабилизации точки покоя.

3.3.2. СХЕМЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ТОЧКИ

ПОКОЯ ТРАНЗИСТОРОВ С УПРАВЛЯЕМЫМ ПЕРЕХОДОМ

Схемы цепей питания полевых транзисторов в усили­ тельных каскадах показаны на рис. 3.14. На рис. 3.14, а ·изо~ражена схема, которая обеспечивает режим полево­

го транзистора с помощью источника внешнего смеще­

ния Есм• Схема весьма простая, но она не дает должной стабилизации точки покоя. Из известных схем усили­

тельных каскадов с ОИ наибольшее распространение

получила схема, обеспечивающая стабильный режим

с помощью автоматического смещения (рис. 3.14, б).

129

8xoiJ

а)	о)	/J)
Рис 3 J4. Схемы цепей питания по постоянному току полевых тран­
	зисторов:
а - с внешним источником питания; 6 - с автоматическим		смещением: 8 - с
	генератором тока

Для повышения стабильности режима каскада стара­ ются увеличить сопротивление резистора Rи• однако

оно ограничивается напряжением источника питания.

Ограничение сопротивления R.... сверху послужило при­

чиной замены резистора генератором стабильного тока (ГСТ), как показано на рис. 3.14. 6. Генератор стабиль­ ного тока -это устройство, близкое по своим парамет­

рам к цдеальному источнику, ток которого не изменяет­

ся с изменением сопротивления нагрузки (цепи). У ГСТ

динамическое сопротивление Rи значительно отличает­ ся от сопротивления постоянному току, и при большом Rи не надо повышать напряжение источника питания.

Генераторы стабильного тока находят широкое при­

менение в микросхемах не только для цепей смещении,

но и в качестве различных динамических нагрузок и це­

пей стабилизации. В связи с этим ГСТ заслуживают об­

стоятельного анализа.

Если известно температурное смещение напряжения

затвор-иеток и характеристика iс=f(uзи) а также

ее крутизна S, то изменение тока стока

!J.Jc ~ S!J.Uзи -

(3.26)

Приращение тока стока можно также определять, ИС· пользуя известный темщратурный коэффициент тока

стока а/:

(3.27)

130