дующим формулам:

1

M −1

1 æ

M −1 a m−1 a2

ö

T =

Õ a ;P =

ç1

-

å

m

Õ

k

÷;

C

C

x k=1

k

x ç

m=1

k =1

÷

è

m

k ø

H =

1

(1- a

); K =

1

M −1

ak

;

(3.31)

Õ

x

M −1

x k=1 Ck

D

å

Õ ak

1 å

D Õ ak .

E = 1 å

Õ a ; F =

M −1

M −1 i

i−1

M

−1

M −1

m=1

m i=1 k=m

p=1 p

m=1

m k=m

x

C

x

C

k

k

Отметим особенность коэффициентов Τ, Ρ, Η и К. Если исследуемая распре- делённая цепь однородная, то коэффициент σ в (3.16) и (3.20) равен нулю, а коэффициент μ не зависит от координаты х. При этом коэффициенты разностного уравнения (3.28) А, B, и С будут постоянными в узлах одного слоя разностной сетки. Сравнивая коэффициенты K и T для случая однородной цепи, легко видеть, что они равны между собой:

K =T	1 Õ a .
		M −1
		k =1 k
	x

Можно показать, что при этом будут равны и коэффициенты H и P:

	H = P =	1	(1- a	M −1	).
		x

Точность приведенных моделей распределенных структур определяется чис- лом точек разбиения М по длине структуры и значением шага интегрирования ∆t и поэтому может быть произвольно высокой. Затраты машинного времени на вы- числения по моделям пропорциональны М, что существенно меньше, чем при мо- делировании конечным числом ячеек с сосредоточенными элементами.

Рассмотренный метод построения P-моделей распределенных структур лег- ко обобщается на случай анализа схем в частотной области. При этом разностные уравнения составляются только для пространственной координаты х.

3.6. Модели элементов и функциональных узлов в виде эквивалентных схем

Каждая программа АПЭЦ предназначена для расчета схем с ограниченным набором элементов, модели которых имеются в библиотеке программы. Для расчета

схем с другими элементами программа должна содержать набор моделей простейших компонентов, с помощью которых можно было бы конструировать эквивалентные схемы отсутствующих в библиотеке элементов. Ниже рассматривается базовый

набор моделей простейших компонентов и способы формирования с его помощью различных моделей.

3.6.1.Модели зависимых источников

Взадачах АПЭЦ могут использоваться зависимые источники четырех типов - источники тока или напряжения, управляемые током или напряжением. Для реа- лизации всех типов управляемых источников в программах применяются различ- ные способы, связанные с использованием гибридного базиса, расширением или

59

модификацией однородного базиса. Представление моделей в рассмотренных базисах по сравнению c моделированием в классическом однородном, например, узловом ба- зисе сопряжено, во-первых, с расширением числа базисных переменных и, во-вторых, с усложнением процедуры формирования ММС. В связи с этим целесообразно рас-

смотреть возможность моделирования указанных типов управляемых источников в однородном узловом координатном базисе. Чтобы получить такую возможность, вве- дем допущение о неидеальности моделируемых источников. Это допущение позво- ляет моделировать схемы с любыми реальными элементами, встречающимися в задачах АПЭЦ.

В общем случае зависимые источники J1 и E1 (рис 3.7) могут быть функ- циями тока i2 или напряжения u2 любого двухполюсного элемента, представленного на рисунке обобщенной управляющей ветвью. Легко заметить, что в форме обобщен- ной ветви представимы PИ - модели рассмотренных двухполюсных элементов, и поэтому управляющее воздействие i2 или u2 может принадлежать как безынерци- онным, так и инерционным элементам, линейным или нелинейным.

Рассмотрим зависимые источники следующего вида:

1) J1 = f(u2 ), 2) E1 = f(u2 ),3) J1 = f(i2 ),4) E1 = f(i2 ).

(3.32)

Для узлового метода наиболее удобна первая форма представления, поэтому

будем искать обобщенную модель зависимого источника в виде зависимости тока

Обобщенная		Зависимые источники
управляющая	ветвь
n		m		m
i2		i1		i1
E2		E1
u2	J2	u2	u2	J1	Y1
Y2		Y1
k		l		l

Рис. 3.7. Представление зависимых источников в узловом, координатном базисе

от напряжения. Для этого выразим токи управляемых ветвей через напряжения u1:

i1 = J1 - y1u1	или i1 = y1( E1 - u1 ),	(3.33)
а ток управляющей ветви - через напряжение u2:
	i2 = y2( E2 - u2 ) + J2.	(3.34)

Подставляя (3.32) в (3.33) и (3.34), а затем результат в (3.33); получаем токи i1 как функции u1 и u2 для всех четырех типов зависимых источников:

	1) i1 = f ( u2 )- y1u1;	2 ) i1 = y1	[ f ( u2 ) - u1 ];		(3.35)
	3 ) i2 = f ( y2( E2 - u2 ) + J2 )- y1u1;		4 ) i1 = y1 [ f ( y2( E2 - u2 ) + J	2 )- u1 ].

60

Используя линеаризацию (3.35) в окрестности точек up2 и up1 как в РИ– модели (3.2), можно получить обобщенную итерационную модель зависимого источника в следующем виде:

ip+1 = yDup+1

- y Du p+1

+ip.

(3.36)

1

2

1

1

1

Составляющие этой модели у и ip1 для каждого типа источника

соответственно равны:

1) y =

¶J1

, i1p = J1 (u2p )- y1u1p ;

¶u2

u =up

2

2

2)

y =

¶E1

y1,

p

é

p

p

ù

¶u2

u2 =u2p

i1

= y1 ëE1 (u2

)- u1

û;

3)

y =

¶J1

y2 ,

i1p = J1 (i p )- y1u1p ;

(3.37)

¶i2

i2 =i2p

4)

y =

¶E1

y1 y2 ,

p

é

p

p ù

¶i2

i2 =i2p

i1 = y1

ëE1 (i2

)- u1

û

С учетом обозначений полюсов на рис. 3.7 запишем матричную форму представления модели (3.36) в узловом базисе:

éi p+1		ù	é	-1 1 ù éDϕ p+1		ù	+ y	é 1
ê	1,l	ú	= y ê	ú ê	k	ú		ê	-1
ë	i1,pm+1	û	ê	1 -1ú êD	p+1	ú	1	ê
			ë	û ë ϕn		û		ë

-1ù éDϕ p+1			ù	é	ip	ù	(3.38)
1	ú ê	l	ú	+ ê	1	ú.
	ú êD	p+1	ú	ê	-ip ú
	û ë	ϕm	û	ë	1	û

Места включения проводимостей этой модели в общую матрицу узловых проводимостей ММС показан на рис. 3.8. Очевидно, что модель зависимого источника может иметь произвольное количество управляющих воздействий. В

		l	m	k	n
	é	|	|	|	|	ù
l	ê	— y — y — — y — y —ú
	ê	1	1	|	|	ú
	ê	|	|			ú
m	ê	— y — y — — y — y —ú
	ê	1	1			ú
	ê	|	|	|	|	ú
	ê	|	|	|	|	ú
	ë					û

Z

Z´´

xП x

Z´

Рис. 3.8. Иллюстрация вклада РИ-модели Рис. 3.9. Характеристика зависимого

источника в структуру матрицы ММС линейно зависимого источника с ограничением

этом случае в правой части (3.38) появляются дополнительные слагаемые, анало- гичные первому, а в строках l и m матрицы, изображенной на рис. 3.8, - соот- ветствующие им проводимости.

Структура модели в форме (3.38) позволяет строить модели источников с

61

несколькими разнотипными управляющими воздействиями. Простейшими примерами могут служить модель линейно зависимого источника, имеющего n управляющих воздействий,

					n
			Z = å k j xj				(3.39)
					j=1
и модель линейно зависимого источника с ограничением
	n		(x		- x );
Y = Z¢¢+ å k		j		j
	j=1				n
ìZ′′	при Y ³ Z′′				ìZ′′	при Y £ Z′′
Z = íïY	при Z¢ < Y < Z¢¢, при Z = íïY					при Z¢¢ <Y < Z¢.	(3.40)
ïïZ¢	при Y £ Z¢				ïïZ¢	при Y ³ Z¢
î					î

Здесь хП – пороговое значение аргумента, а Z' и Z" – ограничивающие уровни. Возможный вид зависимости (3.40) для одного аргумента показан на рис. 3.9.

Включив модели (3.39), (3.40) в состав библиотеки моделей программы АПЭЦ в качестве базовых, можно на их основе строить эквивалентные линеаризованные схемы любых элементов и функциональных узлов, модели или макромодели которых отсутствуют в программе.

3.6.2. Модель трансформатора

Для построения общей модели трансформатора возьмем за основу матема- тическое описание эквивалентного тороидального трансформатора, сердечник которого имеет сечение S и длину средней линии l. Положим число обмоток трансформатора равным q. Напряжение на k-й обмотке трансформатора запи- сывается в виде функции тока ik и среднего значения индукции В в сечении этой обмотки, т. е.

H = å H	= å ωk i . u			= r i	+ L dik +ω S dB , k =1,2,...,q,			(3.41)
q	q
k=1 k	k =1		l k	k k	k		k dt
		l				dt
где rк и Lk- омическое сопротивление и индуктивность обмотки; ωк -								число вит-

ков обмотки.

Индукция В является сложной нелинейной функцией напряженности магнитного поля H и в общем случае может быть задана дифференциальным уравнением

dB = μ(H) dH + A(H),
dt	dt
или	(3.42)

dBdt = μ(B) dHdt + A(B),

Конкретная форма (3.42) различается для разных типов трансформаторов и учитывает возможные варианты гистерезисной зависимости В от H. Для линейного случая уравнения (3.42) значительно упрощаются и сводятся к одному урав-

нению

62

dB = μ dH .		(3.43)
dt	dt

Здесь μ - магнитная проницаемость материала.

Напряженность магнитного поля в сердечнике слагается из составляющих Нk , определяемых вкладом каждой обмотки, и может быть выражена через токи обмоток:

q

H = å

k = 1

		q		ω
H		= å		k	i .	(3.44)
	k	k =	1	l l

Таким образом, (3.41)—(3.44) образуют исходное математическое описание многообмоточного трансформатора. Для формирования программной модели трансформатора обычно выражают В и H через базисные переменные, например че- рез ток, с помощью (3.44). Однако такой подход требует сложных преобразова- ний и делает модель чрезвычайно громоздкой.

Более простой способ формирования модели заключается в замене В дополни- тельной базисной переменной, а H - дополнительной дуальной в принятом базисе переменной. Для этого способа при моделировании в узловом базисе удобно В заменить потенциалом φF некоторого дополнительного узла схемы; тогда H за- меняется током Ip, вытекающим из этого узла. С учетом принятой замены пере-

IA ϕA

Lk

ϕD

ID

ϕF

ik

rk

ω

С=1

k

+

JBk = I

ik

EС=ϕF

Ek=ωkSiC

+

F

iC

–

–

.

IB

ϕB

ϕ.F = μ IF + A

Модель k-й

обмотки

Модель сердечника

Модель m-й oбмотки

Рис 3.10. Эквивалентная схема многообмоточного трансформатора

менных модель трансформатора можно представить в виде эквивалентной схемы (рис. 3.10), содержащей линейные элементы, линейные зависимые источники и нелинейный элемент Р, моделирующий сердечник и описываемый уравнением вида (3.42). Элементы эквивалентной схемы, имеющие один заземленный полюс, фактически являются однополюсниками.

Прокомментируем элементы эквивалентной схемы. Зависимый источник Е эквивалентен последнему слагаемому в правой части уравнения (3.41), опре-

63

деляющему наведенное напряжение в k–й обмотке. Сопротивление rk можно считать внутренним сопротивлением источника Ек в соответствии с представ- лением модели зависимого источника напряжения (см. рис. 3.7). Управляющим воздействием источника Ek служит ток ic, формируемый в единичной емкости С. Так как напряжение на емкости численно равно потенциалу jF, то ic=dφF/dt, откуда с учетом замены φF=В вытекает тождественность цепи Lk,, rK, Ек уравнению (3.41).

Зависимый источник тока JBk, содержащий k-е слагаемое выражения (3.44), определяет вклад k–й обмотки в общее значение напряженности магнитного поля (IF=H), что обеспечивается соединением источника с дополнительным узлом, потенциал которого равен φF.

Рассмотрим теперь способ представления РИ–модели однополюсника F. Предположим, что однополюсник описывается уравнением вида (3.42), тогда, используя разностную аппроксимацию дифференциальных соотношений, можно записать следующее разностное уравнение однополюсника:

éIAnp++11 ù

êêIBnp++11 úú =

êI p+1 ú ë Dn+1 û

	é		1		-1
	ê
	ê
y	ê	-1			1
	k ê
	ê			ωk		ωk
	ê
	ê-
				l		l
	ë

α0ωk S

Dt

-α0ωk S

Dt

-α0ωk2 S

Dtl

ù
ú	éDϕAnp++11		ù		éIAnp +1		ù
ú
ú	êDϕ p+1		ú	+	êI p		ú
ú	ê	Bn+1	ú		ê	Bn+1	ú
ú	ê	p+1	ú		ê	p	ú
	ëDϕDn+1		û		ëIDn+1		û
ú

úû

-αD0t ϕFn+1 - EF = μ (ϕFn+1 )æç- αD0t IFn+1 - JF ö÷ + A(ϕFn+1 ),

èø

где

		1	m	1	m
	EF =		åα jϕFn+1− j ; JF =		åα j IFn+1− j .
		Dt		Dt
			j=1		j=1

Линеаризуя разностное уравнение в окрестности точки искомую РИ-модель однополюсника F:

I p+1

= y

F

Dϕ p+1 + I p

,

где

Fn+1

Fn+1

Dt

ì

dA

dμ / dϕF é

α0

p

p

ù

ü

ïα0

ï

yF =

í

+

-

ϕFn 1 + EF + A

(ϕFn 1 )

- JF ý

,

p

p ê

ú

Dt

dϕF

+

+

α0μ (ϕFn 1 )

îï

μ (ϕFn 1 ) ë Dt

û

þï

+

+

p

α0

ì

1

éα0

p

p

ù

ü

ï

ï

IFn 1

=

í

ê

ϕFn 1

+ EF + A(ϕFn 1 )

ú

- JF ý.

p

+

Dt

μ

+

+

îï

(ϕFn 1 )

ë Dt

û

þï

+

ϕFnp++11 , получаем

(3.45)

Эквивалентную схему, изображенную на рис. 3.10, можно упростить, представляя модель каждой обмотки в виде РИ модели трехполюсника. Запишем ypaвнение k-й обмотки трансформатора (3.41) в разностной форме:

						Lk	m				m
	ϕAn+1 -ϕBn+1	= rkikn+1	-	α0	Lkikn+1 -		åα jikn+1− j -ωk S	α0	ϕDn+1	-	ωk S åα jϕDn+1− j .
				Dt		Dt		Dt
							j =1				Dt j=1

64

Из данного выражения нетрудно определить ток обмотки:

i

= y

æ

ϕ

An+1

-ϕ

Bn+1

+

α0ωk S ϕ

Dn+1

+ F ö

,

kn+1

k ç

Dt

k ÷

где

è

ø

α0 Lk

1

æ

ö

m

yk =1/

çrk -

÷

; Fk =

åα j (Lkikn+1− j + ωk SϕDn+1− j ).

Dt

Dt

è

ø

j=1

С учетом обозначений, принятых на эквивалентной схеме (рис. 3.10) запишем полюсные токи k-й обмотки:

I	An+1	= i	, I	Bn+1	= -i	, I	Dn+1	= -	ωk	i	,
		kn+1			kn+1				l kn+1

откуда легко выражается РИ-модель трехполюсника:

éIAnp++11 ù

êêIBnp++11 úú =

êI p+1 ú ë Dn+1 û

	é		1		-1
	ê
	ê
y	ê	-1			1
	k ê
	ê			ωk		ωk
	ê
	ê-
				l		l
	ë

α0ωk S

Dt

-α0ωk S

Dt

-α0ωk2 S

Dtl

ù
ú	éDϕAnp++11		ù		éIAnp +1		ù
ú
ú	êDϕ p+1		ú	+	êI p		ú .	(3.46)
ú	ê	Bn+1	ú		ê	Bn+1	ú
ú	ê	p+1	ú		ê	p	ú
	ëDϕDn+1		û		ëIDn+1		û
ú

úû

	L1	Lk	Lm	Lq
i1	r1 . . . ik	rk . . . im	rm . . . iq	rq
	E1	Ek	Em	Eq

Рис. 3.11 Эквивалентная схема линейного трансформатора

Заметим, что представление модели обмотки в виде трехполюсника, опи- сываемого РИ–моделью (3.46), более экономично по сравнению с исходной эквивалентной схемой, так как в этом случае исключаются внутренние узлы в

эквивалентной схеме модели обмотки и емкостная цепь в эквивалентной схеме модели сердечника.

Интересно сравнить рассмотренную модель трансформатора с моделью, основанной на исключении в уравнении обмотки переменной В путем ее выражения через токи обмоток трансформатора. Для простоты исследуем линейный случай. Подставляя (3.43) и (3.44) в (3.41), получаем

65

dik

q

dim

dik

q

dim

uk = rk ik + Lk

+

å

Mkm

. uk = rk ik + Lk

+

å

Mkm

.

(3.47)

dt

m=1 m¹k

dt

dt

m=1 m¹k

dt

Здесь Мkm=ωkωmSμ/l обозначает взаимную индуктивность обмоток. Уравнению обмотки (3.47) соответствует эквивалентная схема линейною

трансформатора, изображенная на рис. 3.11. Зависимые источники напряжения в

каждой обмотке запишем в виде линейных функций напряжений на индуктивностях других обмоток.

С учетом последнего выражения очевидно, что эквивалентная схема трансформатора, содержащего Ч обмоток, вносит в общую матрицу ММС, составленную по узловому методу, q(4q+3) ненулевых элементов. Модель такого же трансформатора, определяемая выражениями (3.45) и (3.46), хотя и увеличивает размерность матрицы на единицу, но вносит в матрицу ММС всего лишь 8<q+1 ненулевых элементов. Аналогичный выигрыш получается для нелинейного трансформатора, например по сравнению с моделью.

3.6.3. Элементы оперативного макромоделирования

Все рассмотренные выше модели могут использоваться для оперативного макромоделирования, т. е. построения простых макромоделей (ММ) функцио- нальных узлов, причем эти макромодели формируются разработчиком схемы в процессе ее проектирования.

Одним из удобных способов оперативного макромоделирования является подход, основанный на применении макроэлементов. Макроэлементом будем называть используемый для формирования ММ простейший элемент, не имеющий физического прототипа, но обладающий математическим описанием, характеризующим основные свойства электронных устройств, например, свойство переключения и запоминания логических уравнений, фиксацию момента достижения порога срабатывания, изменение параметра элемента в зависимости от его состояния и др.

Рассмотрим различные типы макроэлементов. Как отмечалось, для

построения информационной макромодели в общем случае нужно иметь три шла уравнений: информационное уравнение у=f(х), где у и x - информационные переменные, обычно неэлектрического типа, уравнение прямого перехода от физических переменных (токов, напряжении) к информационной входной переменной x и уравнение обратного перехода от информационной выходной переменной у к физическим переменным z. Этим трем типам уравнений можно поставить в соответствие три типа макроэлементов: информационные, физико- информационные и информационно-физические.

Информационные макроэлементы обычно описываются функциями

y=f(x),

(3.48)

физический смысл и форма которых могут быть самыми различными. Весьма часто (3.48) - это логические функции типа (2.72) для комбинационных схем или таблицы переходов для устройств с памятью, (соответствующие макроэлементы называются макроэлементами логики (МЭЛ) и памяти (МЭП).

66

>,³,<,£

В более общем случае информационный макроэлемент реализует не функцию (3.48), а оператор преобразования ψвых(y)=Aпрψвх(x), когда закону изменения входной величины ψвх(x) (в частности ψвх(x)=x) ставится в соответ- ствие закон изменения выходной величины ψвых(y). Например, при макро- моделировании электрогенератора в качестве ψвх(x) может выступать закон изменения механической величины (угла), а в качестве ψвых(y) - закон изменения электрической величины тока или напряжения.

Физико-информационные макроэлементы в общем случае описываются операторами Авх, ставящими в соответствие закону изменения входной физической (электрической) величины φвх(z) закон изменения входной информационной величины ψвх(x), т.е.

ψвх(x)=Авх(φвх(z)). (3.49)

В частных случаях оператор Авх устанавливает соответствие не между функ- циями φвх(z) и ψвх(x), а между функциями ψвх(z), и значениями x или между значениями z и х, причем обычно это соответствие имеет кусочный характер, когда различным интервалам zi=(i=1,2,...) соответствуют разные значения x.

К макроэлементам этого типа относятся, например, следующие: преобразователь аналог-код, на выходе которого в каждый момент времени

формируется цифровой код x, пропорциональный входной аналоговой величине z.

преобразователь отношения между двумя величинами z' и z" типа в двоичную переменную, например х=0 при z′≤z″, x=1 при z′>z″;

пороговый макроэлемент (компаратор) ПМЭ, формирующий логическую переменную x=1 при пересечении переменной z в любом направлении неко- торого уровня z0. Уравнения ПМЭ имеют вид

x=1 при (zn-z0)(zn+1-z0)≤0, x=0 при (zn-z0)(zn+1-z0)>0,

где n, n+1 - индексы моментов вычисления z.

Информационно-физические макроэлементы в общем случае описывают-

ся операторами Авых, выполняющими преобразование закона изменения ψвых(у) выходной информационной величины в закон изменения φвых(z) выходной

электрической величины:
φвых(z)=Aвых(ψвых(y)).	(3.50)

Все приведенные выше замечания относительно частных случаев реализации (3.49) справедливы и для (3.50).

К макроэлементам данного типа относятся, например, следующие: преобразователь код-аналог, где аналогом служит какая-либо электрическая

величина; формирователь выходного электрического сигнала, описываемый,

например, выражением		E0	при yn = 0, yn+1 = 0;
	ì
E = íï		E	при y	=1, y		=1;
вых		1	n	n+1
	ï(E + E )/ 2		при y	= 0, y		= 0,
	ï	0 1	n		n+1
	î

67

где у - логическая переменная; п и п+1 - индексы тактов логического моде- лирования, средний уровень соответствует такту, на котором происходит смена лοгического состояния.

Па эквивалентной схеме информационные и физико-информационные макроэлементы, имеющие выходные величины неэлектрического типа, пред- ставляются нуль-полюсниками, а информационно-физические макроэлементы - зависимыми источниками - однополюсниками или двухполюсниками.

Информационная макромодель, построенная из рассмотренных макроэлементов, идеализирована по своему воздействию на схему, в которой она будет использована, так как имеет Rвх= ∞ и Rвых=0. Чтобы учесть реальное взаимодействие входа и выхода информационной макромодели со схемой, к этой

Ф

И

Ф

ZВХ

ϕвх(z)

ϕвых(z)

ZВЫХ

Входная

Выходная

АВХ

АПР

АВЫХ

цепь

цепь

			а)		RВЫХ
			IВЫХ		EВЫХ
IВХ	СВХ RВХ	СВХ	RВЫХ	СВЫХ

б)

в)

Рис. 3.12. Общая структура макромодели Φ-И-Φ типа (а) и примеры макромоделей входных (б) и выходных (в) цепей

макромодели добавляют специальные входные и выходные электрические цепи, рассчитываемые совместно с внешней по отношению κ макромодели схемой, в результате структура полной информационной модели приобретает вид, изображенный на рис. 3.12, а. Для моделирования входных и выходных цепей обычно используются простые физические макромодели (рис. 3.12. б, в), так что

вцелом получается модель Φ-И-Ф-типа.

Вкачестве примера рассмотрим построение информационной макромодели Ф-И-Ф-типа для RS-триггера (рис. З.13, а), передаточные характеристики которого по входам R и S и одному и тому же выходу изображены на рис. 3.13,б, в. Конечный наклон крутых участков отражает неидеальность характеристик.

1. Выбираем макромодель входной цепи (рис 3.12, б)

2. На основе рис 3.13, б, а формируем входные логические сигналы, т. е. реализуем макроэлемент Авх на рис. 3.13, д, где 1/2 соответствует неполному сигналу.

68

ì	0	при uвхS < uвх1;
S = íï	1	при u		> u		;
ïï1/ 2		вхS		вх2
		при u	≤ u		≤ u
î		вх1		вхS		вх2

	ì	0		′
			при uвхR < uвх1;
	ï	1		′		(3.51)
	R = í		при uвхR > uвх2;
;	ïï1/ 2		при u′	≤ u	≤ u′	,
	î		вх1	вхS	вх2

3.Составляем таблицу переходов RS-триггера (рис. 3.13,г) с учетом возмо- жных неполных сигналов (х=1/2) и неопределенных состояний (y=1/2), т. е. реа-

лизуем макроэлемент Апр на рис. 3.13, д. В этой таблице п, п+1 индексы тактов моделирования на логическом уровне.

4.Переходим от логических к электрическим переменным, т. е реализуем макроэлемент Авых на рис. 3.13, д, представленный зависимым источником:

ìE0

при y = 0;

A

= íï

E

при y =1;

(3.52)

вых

1

ïïE

при y =1/ 2.

î

2

uвыхQ

uвыхQ

R

Q

S

Q

uвх1 uвх2 uвхS

uвх1 uвх2 uвхR

а)

б)

в)

Rn

0

0

1

½

0

½

1

½

1

Sn

0

1

0

0

½

½

1

1

½

Qn+1

Qn

1

0

½

½

½

½

1

0

UвхS

UвхR

г)

R

R Uвых

UвхS

S

S

y=Qn+1

IвхS

IвхS

Aвх

AПР

Aвых(y)

С

Свых

UвхR

R

R

СвхS

СвхR

д)

Iвых(Aвых)

Рис. 3.13. К построению макромодели RS-триггера:

а - условное обозначение триггера; б, в — амплитудные характеристики по R- и S-входам; г - таблица состояний для оператора Апр; д - общая структура

макромодели

5. Подключая к источнику Авых цепь R, S, моделируем инерционность триг- гера. Однако этот схемотехнический способ учета инерционности требует анали-

69

за цепи Авых, R, С методами теории цепей. Более просто можно учесть инерционность, т. е. конечную длительность фронтов при переключении триггера, информационными способами, например, положив

ìE0

при y = 0, duвхR / dt = 0, duвхS / dt = 0;

ïïE

при y =1, du

/ dt = 0, du

/ dt = 0;

ï

1

вхR

вхS

+ a (t −t

)

при y =1/ 2, du

/ dt = 0, du

ïA

вхS

A = í

ВЫХn

1

n

вхR

вых

ï

при y =1/ 2, duвхR / dt > 0, duвхS

ï

ïAВЫХn −a2 (t −tn)

ïE

при y =1/ 2, du

/ dt = 0, du

/ dt = 0.

î

2

вхR

вхS

/ dt > 0;	(3.53)
/ dt = 0;

Источник с линейно нарастающим «линейным спадающим фронтом включается в том случае, если состояние триггера неопределенное из-за неполного сигнала, но сигнал по входу R или S нарастает, а по противоположному входу — постоянен.

6. В заключение выбираем макромодели выходной цепи (рис. 3.12, е). Ис- точник Iвых может быть зависимым Iвых=f(Aвых) пo закону, соответствующему выходной характеристике триггера.

Отметим некоторые особенности построенной макромодели. Во-первых, она построена только для информационных R и S входов и одного выхода триггера. Очевидно, используя ту же методику, несложно учесть установочный и тактовый входы, а также второй выходу, добавляя соответствующие входные цепи, таблицы переходов и выходные цепи.

Во-вторых, неидеальность триггера учтена введением одного проме- жуточного логическою уровня х=1/2, у=1/2 и линейными фронтами источника Авых (3.53). Увеличивая число уровней и усложняя источник Авых, можно повысить точность моделирования триггера без заметного увеличения времени.

В-третьих, макроэлементы Авх, Апр отображенные на рис. 3.13, д нуль- полюсниками, не приводят к появлению дополнительных уравнений в системе уравнений всей схемы, поэтому их обычно на эквивалентных схемах макромоделей не изображают, оставляя лишь источник Aвых и входные и выходные цепи, которые нужно кодировать на входном языке. Реализация же операторов Авх, Апр выполняется программно в подпрограммах макромоделей.

Электрические макроэлементы полностью (по входу и выходу)

характеризуются переменными только электрического типа и поэтому представляются на эквивалентных схемах зависимыми источниками u(и), u(i), i(u), i(i), отражающими однонаправленность передачи сигнала и их комбинациями с R, L, С элементами. В общем виде уравнения электрических

макроэлементов можно записать как

æ

dz

ВХ1

dz

ВХn

dz

ВЫХ

ö

z

ВЫХ

= f ç z

ВХ1

,..., z

ВХn

, z

ВЫХ

,

,...,

,

÷

,

dt

dt

è

dt

ø

æ

dz

ВХ1

dz

ВХn

dz

ВЫХ

ö

z

ВЫХ

= f ç z

ВХ1

,..., z

ВХn

, z

ВЫХ

,

,...,

,

÷

,

dt

dt

è

dt

ø

где z - ток или напряжение в статике или динамике.

70

Все электрические макроэлементы могут быть разделены на четыре типа: макроэлементы преобразования уровня в уровень (ПУУ), уровня в функцию (ПУФ), функции в уровень (ПФУ), функции в функцию (ПФФ).

Примерами макроэлементов типа ПУУ могут служить:

макроэлемент выбора минимума (максимума) (МВМ), представляющий собой управляемый источник, принимающий значение минимального (максимального) из нескольких управляющих воздействий :

z=min(z1,…,zi,…,zn) или z=max(z1,…,zi,…,zn).

МВМ удобно использовать в макромоделях многовходовых логических схем для преобразования множества разных входных сигналов в один входной, сигнал uВХmin или uВХmax, что соответствует реализации логической функции ИЛИ (И) на электрическом уровне;

электрические макроэлементы логики, отличающиеся от информационных тем, что логическим значениям 0 и 1 соответствуют электрические уровни Ео и Е1 причем для положительной логики должны выполняться условия E0<E1доп, Е>Е0доп, где Е0доп и Е1доп - предельные, входные электрические уровни срабатывания логических элементов. В качестве примера можно принести макроэлемент инверсии (МИ), преобразующий уровни по закону

ì		E0				при Eвх < E0доп (x = 0, y =1);
u = íï		E				при E		> E	(x =1, y = 0);
вых		1				вх		0доп
ïïE			+ E	− Eвх	при E	≤ Eвх ≤ E	(x, y − не определены).
î	1доп		0доп		0доп	1доп

Таким образом, МИ реализует логическую операцию НЕ на электрическом уровне. Легко заметить, что последовательное соединение макроэлементов

выбора минимума и инверсии реализует на электрическом уровне логическую функцию ИЛИ-НЕ. Макроэлементы типа ПУФ формируют функцию на выходе при определенной смене уровней на входе. Их использование позволяет

избежать расчета переходных процессов на основе решения дифференциальных уравнений в тех случаях, когда характер решения известен. Например, известно, что при изменении входного сигнала усилителя или ключа на малом интервале времени tn-tn+1 почти скачком от значения Ео до значения E1 напряжение на выходе будет изменяться по закону, близкому к линейному. Тогда динамику каскада можно описать макроэлементом Eвых(t)=Евых0+a(t-t0) при

Eвх(tn)<= E0, Eвх(tn+1)>=E1

Макроэлементы типа ПФУ описываются в общем виде выражениями zвых=zвыхi при zвх=zвхi(t), i=1,…,m, а макроэлементы типа ПФФ - выражениями

zвых=zвыхi(t) при zвх=zвхi(t), i=1,…,m.

Реализация этих макроэлементов требует распознавания типа функции zвхi путем анализа значений zвх(t) на нескольких тактах моделирования. Для этого в составе макроэлемента необходимо иметь идентификатор функции zвх(t), присваивающий функции zвх(t) тот или иной индекс i в зависимости от

выполнения условия zimin<=zвх<=zimax, i=1,…,т при n=1,2,… для какого-либо одного индекса i, т. e. в зависимости от попадания zвх(t) в заданную «трубку»

значений.

71

Оперативное макромоделирование отличается от обычного тем, что проек-

тировщик схемы может составить эквивалентную схему макромодели любого функционального узла из уже имеющихся макроэлементов, рассматривая их на уровне обычных R, L, С элементов, т. е. не прибегая к программированию модели. Отсюда вытекает требование функциональной полноты набора макроэлементов. Очевидно, для информационного макромоделирования любой

логической схемы в составе электрической схемы достаточно иметь макроэлемент вида (3.51) для преобразования напряжения в логический уровень, функционально полный набор макроэлементов логики, например булевский набор И, ИЛИ, НЕ, и макроэлемент вида (3.52) для преобразования логического уровня в электрический.

Программно удобно все логические макроэлементы оформить в виде одной универсальной подпрограммы, реализующей таблицу истинности. При обращении к этой подпрограмме с конкретными значениями параметров (тип логической функции, количество переменных, логические значения переменных) она настра-

ивается на указанный тип логической функции и выдает ее значения в соответствии со значением логических переменных. При трех входных переменных одна такая подпрограмма может соответствовать 64 логическим функциям.

По этому же принципу можно реализовать универсальную подпрограмму для информационного моделирования триггеров. Для этого нужно запрограммировать

таблицу переходов для всех типов триггеров и обращаться к этой подпрограмме с параметрами (тип триггера, предыдущее состояние триггера, значения входов, новое состояние).

При оперативном электрическом макромоделировании логических схем вместо указанных логических таблиц целесообразно перейти к таблицам уровней, для построения которых достаточно заменить логические 0 и 1 соответствующими им электрическими уровнями Ео и E1 и обусловить присвоение выходной переменной значения Ео или E1 выполнением соответствующих неравенств для входных сигналов (условий пересечения пороговых уровней срабатывания).

Вопрос о функционально полном наборе макроэлементов для оперативного макромоделирования аналоговых схем нельзя решить однозначно, однако учитывая широкое использование в аналоговых схемах операционных усилителей (ОУ), целесообразно иметь в составе такого набора макромодели основных типов ОУ, выпускаемых промышленностью, а также макроэлементы, упрощенно моде- лирующие масштабирующий, интегрирующий, дифференцирующий и сумми- рующий ОУ.

72