Рис. 5.16. Импульс линейноизменяющейся формы

817

Глава 22

ФОРМИРОВАТЕЛИ И ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСОВ ЛИНЕЙНО-ИЗМЕНЯЮЩЕЙСЯ ФОРМЫ

22.1. Назначение и основные параметры формирователей и генераторов импульсов линейно-изменяющейся формы

Формирователи и генераторы импульсов линейноизменяющейся формы применяются в измерительной и медицинской аппаратуре, телевидении, радиолокационной и радионавигационной аппаратуре для развертки луча электроннолучевых приборов, в сравнивающих устройствах, устройствах временной задержки импульсов и их расширения. Они составляют основу различного рода преобразователей, применяемых в цифровых устройствах и ЭВМ, а также преобразователей «напряжение– частота», широтно-импульсных модуляторов и т.д.

Полный цикл формирования импульсов линейноизменяющейся формы содер-

жит (рис. 5.16):

рабочую стадию с продолжительностью прямого хо-

да Тпр, в течение которого импульс изменяется линейно (на-

растая или спадая) от начальной величины до конечной амплитуды;

стадию обратного хода с продолжительностью Тобр, в течение которой импульс устанавливается на своем исходном уровне;

стадию паузы с временем Тп.

Последние две стадии в формирователях образуют стадию восстановления. В генераторах импульсов треугольной формы обратный ход тоже относится к рабочей стадии.

Основные параметры формирователей и генераторов:

818Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

рабочий перепад напряжения Uвыхт или тока Iвыхт;

продолжительность Тпр, Тобр, Тп;

время восстановления Твосст = Тобр + Тп в формирователях или период Т = Тпр + Тобр + Тп в генераторах;

коэффициент нелинейности εнл, определяемый относитель-

ным отклонением скорости нарастания и спада импульса в начале υ0 и в конце υкон рабочей стадии:

εнл =	1	(ϑ0 −ϑкон) ;
	ϑ0

коэффициент использования источника питания

ξ =	Uвыхт	или	ξ =	Iвыхт	.
	Еи.п
				Iи.п

22.2. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющегося напряжения с токостабилизирующим элементом

Для формирования линейно-изменяющегося напряжения (ЛИН) обычно используют заряд или разряд конденсатора, напряжение на котором при постоянном токе заряда или разряда Iс изменяется линейно:

				1	t				I
				C	∫				C
u	(t) =U	0	+			i (t)dt =U	0	+		с	t .
c						c
					0

Основными элементами формирователя ЛИН являются: конденсатор, зарядная (разрядная) цепь, формирующая зарядный (разрядный) ток конденсатора в рабочей стадии, и коммутирующий элемент, предназначенный для переключения зарядной цепи и восстановления исходного напряжения на конденсаторе (рис. 5.17).

Для формирования ЛИН стремятся поддерживать постоянным ток заряда (разряда) конденсатора С с тем, чтобы обеспечить линейное нарастание (спад) напряжения. Однако на практике невозможно обеспечить постоянство тока Iс во всем рабочем диапазоне, поэтому происходит отклонение от линейности, характеризуемое коэффициентом нелинейности:

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 819

	εнл =1−	ic (Tпр)		C(0)	,
		ic (0)		C(Tпр)

где ic(0), ic(Tпр) и С(0), С(Тпр) – токи и емкости в начале и конце цикла (в общем случае емкость С может меняться с изменением напряжения).

Рис. 5.17. Структурная схема формирователя ЛИН

Как следует из этого соотношения, коэффициент εнл определяется, прежде всего, относительным изменением тока заряда (разряда) конденсатора в течение рабочей стадии. Следовательно, для уменьшения нелинейности необходимо обеспечить в течение рабочей стадии с заданной точностью постоянство тока заряда (разряда) конденсатора, что достигается следующими способами:

применением сравнительно высоковольтного источника питания;

включением токостабилизирующего элемента в зарядную (разрядную) цепь;

формированием компенсирующей ЭДС.

Первый способ не получил практического применения в устройствах на ИМС, так как ему необходим высоковольтный источник питания, коэффициент использования которого оказывается очень низким.

В формирователе ЛИН с токостабилизирующим элементом в зарядной (разрядной) цепи вместо резистора включают токостабилизирующий элемент, в качестве которого используют транзистор, работающий в активной области, или ИОУ, охваченный отрицательной обратной связью по току, посредством которой стабилизируют ток, уменьшив его изменение. Такое устройство называется также формирователем ЛИН с параметрическим стабилизатором тока.

820	Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

На рис. 5.18, а показана схема формирователя ЛИН с токостабилизирующим элементом на транзисторе Т1, включенном по схеме с общей базой (ОБ). Такое включение приводит к повышению выходного сопротивления токостабилизирующего элемента. В схеме с ОБ оно равняется rк, тогда как в схеме с общим эмиттером (ОЭ) rвн ≈ rк/β. В качестве коммутирующего элемента используется транзисторный ключ Т2, который при Uупр = 0 включается и производит быструю зарядку конденсатора С. Для того чтобы обеспечить работу коммутирующего элемента в области насыщения, в коллектор транзистора Т2 включают резистор Rк с сопротивлением в сотни ом.

Рис. 5.18. Схема формирователя ЛИН с токостабилизирующим элементом на транзисторе Т1 (а) и эпюры управляющего и выходного напряжений, иллюстрирующие работу формирователя (б)

Эпюры, иллюстрирующие работу формирователя ЛИН, приведены на рис. 5.18, б. В исходном состоянии транзистор Т2 открыт и насыщен, поэтому конденсатор С заряжен до уровня Um = = Eи.п – U2 (где U2 – перепад напряжения на резисторе Rк и насыщенном транзисторе Т2). В момент времени t1 включается управляющее напряжение Uупр, запирающее ключевой транзистор Т2. Начинается разряд конденсатора С и паразитных емкостей (емкости коллекторного перехода Ск транзистора Т1, емкости нагрузки Сн) током коллектора Iк1 = αNIэ1 + Iк0. По мере разряда конденсатора происходит спад выходного напряжения

	1	t	t
Uвых(t) =Uт −		∫ic (t)dt Uт − Iк1		,
			CΣ
	CΣ 0

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 821

где С = С + Ск + Сн – суммарная емкость. Линейный спад, определяемый последним соотношением, справедлив при следующих допущениях:

 ток, ответвляемый в нагрузку Rн, ничтожно малой величи-

ны, поэтому можно считать iс(t) Iк1;

 разрядная цепь на транзисторе Т1 представляет собой идеальный источник тока, т.е. Iк1 = const, и не зависит от напряжения

на коллекторе;

 изменение емкости коллекторного перехода Ск = F(Uк), обусловленное уменьшением напряжения на коллекторе Uк, пренебрежимо мало по сравнению с суммарной емкостью С .

На практике указанные условия все же не выполняются, поэтому коэффициент нелинейности нл оказывается отличным от нуля.

С учетом двух факторов, т.е. конечной величины внутреннего сопротивления разрядной цепи rвн rк и сопротивления нагрузки Rн, выходное напряжение спадает до уровня U0 по экспоненте. При этом коэффициент нелинейности

		Тпр				Uвыхт
нл = 1 – е		р =									,
				U	т	I	к1	(R	н	|| r )
										кн

где р = (Rн || rвн)C .

Причиной нелинейности является также зависимость части суммарной емкости (например, емкости коллектора Ск) от напряжения. При этом, представив суммарную емкость C в виде двух составляющих, первая из которых С1 не зависит от напряжения, а вторая – С2(U) включает все емкости, которые изменяются с изменением выходного напряжения, получим

нл =					1
	[U	т	I	к1	(R || r	)][C C	(U )]
					н кн	1 2

{UвыхтC1 + Iк1(Rн || rк)[C2(U0) – C2(Uт)] + + UтC2(U0) – U0C2(Uт)}.

Изменение С2 = C2(U0) – C2(Uт) может заметно повлиять на нелинейность, даже при сравнительно малой величине С2. Например, при С/С = 0,01 коэффициент нелинейности увеличивается более чем на 1%.

822	Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

Дополнив формирователь на рис. 5.18 автогенератором, например релаксационным устройством (см. п. 21.3), можно построить генератор линейно-изменяющегося напряжения (ГЛИН). Схема такого генератора показана на рис. 5.19. Она представляет собой схему релаксатора, построенного на основе ИОУ, который охвачен регенеративной обратной связью при помощи резистивного делителя R1–R2. Резисторы в цепи заряда и разряда конденсатора С заменены транзисторами Т1 и Т2, обеспечивающими постоянство токов разряда и заряда конденсатора С, на котором формируются импульсы ЛИН треугольной формы. Длительности нарастания и спада ЛИН можно регулировать изменением токов коллектора транзисторов Т1 и Т2 при помощи потенциометров R7

и R8.

Рис. 5.19. Схема генератора ЛИН с токостабилизирующими транзисторами Т1 и Т2

22.3. Формирователи и генераторы ЛИН с компенсирующей ЭДС на основе инвертирующего усилителя

В современных разработках для улучшения линейности обычно применяют компенсационный метод стабилизации тока заряда или разряда. Суть этого метода заключается в том, что ток

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 823

заряда (разряда) конденсатора меняется из-за того, что изменяется напряжение на конденсаторе. Например, в простом формирователе ЛИН с зарядным элементом в виде резистора R ток заряда

конденсатора

ic (t) = R1 [Eи.п −Uc (t)]

уменьшается по мере увеличения напряжения на конденсаторе

Uс(t).

Рис. 5.20. Схема формирователя ЛИН с компенсирующей ЭДС на основе инвертирующего усилителя, построенного на ИОУ

Чтобы обеспечить постоянство тока заряда, видимо, следует компенсировать уменьшение перепада напряжения на резисторе R. Это можно реализовать включением ЭДС компенсации последовательно с зарядной цепью, как это показано на рис. 5.20. В этой схеме компенсирующая ЭДС формируется ИОУ, на инвертирующий вход которого подается напряжение на конденсаторе

Uc(t) и выходное напряжение усилителя Uвых(t), т.е.

Uвх.и = Uвых(t) + Uс(t).

При этом ток заряда конденсатора С определяется соотношением

ic (t) = R1 [Eи.п −Uc (t) +Uком(t)] ,

где Uком(t) = – Uвых(t). Если бы удалось формировать ЭДС компенсации величиной Uком(t) = Uc(t) – Uс(0), то ток заряда остался

бы постоянным:

ic (t) = R1 [Eи.п −Uc (0)] ,

что и обеспечит линейное нарастание (спад) напряжения на конденсаторе.

Поскольку ЭДС компенсации должна равняться изменению напряжения на конденсаторе, то в качестве источника такой ЭДС необходимо использовать устройство с автоматической регули-

824	Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

ровкой выходного напряжения. В схеме на рис. 5.20 это достигается подачей напряжения на конденсаторе Uс(t) на вход ИОУ с тем, чтобы его выходное напряжение изменялось с изменением Uc(t). При этом, чтобы данное напряжение равнялось разности [Uс(t) – Uс(0)], необходимо обеспечить работу формирующего усилителя в режиме инвертирующего повторителя напряжения, что в этой схеме обеспечивается подачей полного выходного напряжения на инвертирующий вход ИОУ. Это приводит к образованию глубокой отрицательной обратной связи по напряжению, при которой ИОУ работает в режиме повторителя напряжения. Следовательно, выходное напряжение

Uвых(t) = Kис(Uвх.ни – Uвх.и) = –Kис[Uвых(t) + Uс(t)]

и

Uвых(t) = −			Kис	Uc (t) .
	1
			+ Kис

Таким образом, компенсирующая ЭДС величиной, почти равной Uс(t):

			1
		−
	Uком(t) ≡ – Uвых(t) 1			Uc (t) ,
			Kис

приводит к стабилизации тока заряда конденсатора

i (t) =	1	E −	Uc (t)		,
c
	R		1 + Kис

благодаря чему заметно уменьшается коэффициент нелинейности

εнл =	ic (0) − ic (Tпр)	=	Uc (Tпр) −Uc (0)	.
	ic (0)
			E(1 + Kис) −Uc (0)

Из этого соотношения следует, что в формирователе ЛИН с компенсирующей ЭДС можно уменьшить коэффициент нелинейности в (1 + Kис) раз по сравнению с формирователем без компенсации.

Отметим, что рассматриваемый формирователь представляет собой интегратор с передаточной функцией вида

	Kис		1
Kи( р) −					,
	рRC(Kис +1) +1			pRC

на выходе которого появляется ЛИН

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 825

Uвых(t) −E RCt

при включении на его вход идеального перепада напряжения. На основе такого интегратора можно построить генератор

ЛИН, дополнив его запускающим устройством, способным генерировать последовательность импульсов прямоугольной формы. Эти импульсы, поступая на вход формирователя, приводят к появлению на его выходе сигналов ЛИН. В качестве запускающего устройства используют релаксаторы и триггеры. При этом соответствующим выбором режима их работы можно реализовать как автоколебательный режим работы, так и ждущий [1].

В современных устройствах ГЛИН строят по схеме, которая показана на рис. 5.21, а. Здесь формирователь ЛИН на ИОУ дополнен ИКН, на основе которого построено запускающее устройство в виде несимметричного триггера, являющегося аналогом дискретного триггера Шмитта [3]. Триггер построен на компараторе (очевидно, что можно и на ИОУ), который охвачен регенеративной обратной связью подачей выходного напряжения на его неинвертирующий вход через резистивный делитель R1– R2. Благодаря этой связи в компараторе возникают лавинообразные изменения выходного напряжения при его работе в активной области. Эти изменения прекращаются лишь тогда, когда насту-

пают ограничения выходного напряжения ИКН на уровне Uвых1 .тр

или Uвых0 .тр (см. эпюры на рис. 5.21, б). Только тогда прерывается

цепь регенеративной обратной связи, и триггер на основе ИКН переходит в устойчивое состояние равновесия. Из этого состояния триггер переводится в новое состояние устойчивого равновесия под воздействием сигнала, поступающего на его неинвертирующий вход с выхода интегратора на ИОУ через резистивный делитель R1–R2.

Переброс триггера происходит в моменты времени, когда напряжение на неинвертирующем входе ИКН, определяемое соотношением

Uвх.ни.тр =	R1		Uвых(t) +	R2		Uвых.тр,
	R + R	2		R + R	2
	1			1

826	Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

становится равным пороговому уровню Uпор. При перебросе триггера генерируются перепады напряжения, поступающие на вход интегратора, под воздействием которых формируются импульсы ЛИН. В моменты переброса триггера импульсы ЛИН на выходе интегратора достигают своих пиковых значений (см. эпюры на рис. 5.21, б), которые можно определить из уравнений

Uвх.ни.тр(tи1)			R1		Uвых0 т	+		R2	Uвых1 .тр =Uпор ;
		R1	R2				R1	R2
Uвх.ни.тр(tи2)			R1		Uвых1 т	+		R2	Uвых0 .тр =Uпор .
		R1	R2				R1	R2

а

Рис. 5.21. Схема ГЛИН с компенсирующей ЭДС с формирователемЛИН на первом элементе (а)

и эпюры напряжений, иллюстрирующие работу ГЛИН (б)

б

Таким образом, получим

0			R2		1	R2
Uвыхт	= Uпор 1				– Uвых.тр		;
			R			R
			1			1

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 827

	1	−		R2		0	R2
	Uвыхт	= Uпор 1+				– Uвых.тр		.
				R			R
				1			1
На первом этапе, когда триггер находится в состоянии Uвых.тр =
=Uвых1	.тр , начинается заряд конденсатора С с постоянной времени
τз = CRи1, сопровождаемый спадом выходного напряжения инте-

гратора:

Uвых(t) Uвых1 т – Uвых1	.тр	t	.
		τ
		з

Это напряжение, поступая на неинвертирующий вход ИКН, приводит к уменьшению Uвх.ни.тр. По истечении времени tи1, когда

Uвх.ни.тр(tи1) = Uпор+ , триггер на ИКН перебрасывается, и завершается первый этап продолжительностью

	t		= τ		U 1	−U 0
		и		з	выхт		выхт .
					1Uвых1		.тр
Аналогично на втором этапе, когда на выходе триггера уста-
навливается Uвых0	.тр , начинается разряд конденсатора с постоян-

ной времени τр = С(Rи1 + Rи2), сопровождаемый нарастанием выходного напряжения ИОУ

	Uвых(t) Uвых0 т – Uвых0	.тр	t
			τ
			р

и, соответственно, увеличением потенциала на неинвертирующем входе триггера Uвх.ни.тр. Когда Uвх.ни.тр(tи2) =Uпор− , заканчивается

формирование линейно-нарастающего участка импульса длительностью

		τ		R2
			р R						(Uвых0	.тр −Uвых1
tи2 =			1								.тр) .
Uвых0		.тр +			Uвых0		т
					Kис

Следует отметить, что формирование линейно-нарас- тающего сигнала возможно в том случае, когда выходное напряжение триггера, соответствующее нулевому уровню Uвых0 .тр ,

отрицательной полярности и при этом

828	Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

|Uвых0	.тр | >		Uвых0		т	.
			Kис
Поскольку у ИКН обычно Uвых0				.тр > 0, то формирование ли-

нейно-нарастающего сигнала можно обеспечить заданием смещения Uсм1 на неинвертирующий вход интегратора (как показано на рис. 5.21, а).

В генераторе на рис. 5.21, а предусмотрены дополнительные цепи (диод Д и потенциометр на переменном резисторе Rп) для регулирования параметров импульса треугольной формы. Диодная цепь предназначена для изменения постоянной времени заряда и разряда конденсатора С и, соответственно, скорости изменения спада и нарастания треугольного импульса: при переходе

триггера в состояние Uвых1 .тр диод Д отпирается, поэтому заряд конденсатора происходит с постоянной времени τз = CRи1, тогда как при Uвых.тр = Uвых0 .тр диод запирается и разряд конденсатора

протекает с постоянной времени τр = C(Rи1 + Rи2). Плавное изменение tи1 и tи2 можно реализовать изменением сопротивления резистора Rи1. Пиковые значения импульса треугольной формы

Uвых1 т и Uвых0 т можно регулировать изменением порогового

уровня ИКН при помощи потенциометра Rп.

Представленные соотношения справедливы для формирователей, вырабатывающих ЛИН, скорость изменения которого значительно меньше скорости нарастания или спада выходного напряжения ИОУ или усилителя, формирующего компенсирующее напряжение.

При формировании быстро нарастающих и спадающих ЛИН необходимо учитывать инерционность ИОУ или усилителя, которая может приводить к заметным искажениям ЛИН.

На рис. 5.22 показана часть эпюры Uвых(t) на участке от нуля

до ограничения на уровне Uвыхi т =Uвых1 т , Uвых0 т , когда ИОУ перестает усиливать. Поскольку уровень, к которому стремится Uвых,

значительно превосходит Uвых1 т , то можно представить искажения формы ЛИН в виде задержки в начале длительностью tз, ко-

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 829

торая определяется отношением коэффициентов передаточной функции ИОУ. При этом чтобы искажение начального участка ЛИН занимало не более чем λТпр часть прямого хода Тпр, т.е.

1

b

t

b

+ RC

+

2 ис

≤ λT ,

(22.1)

з

Kис

1ис

вх.лин

RC

пр

необходимо использовать ИОУ, коэффициенты передаточной функции которого (b1ис и b2ис) удовлетворяют неравенству (22.1). На длительности начальной задержки ЛИН сказывается также продолжительность перезаряда входной емкости ИОУ (Свх.лин = = Свх.ис + См), которая складывается из емкости Свх.ис и монтажной паразитной емкости См.

Рис. 5.22. Эпюра напряжения формирователя ЛИН с учетом инерционности

ИОУ

В формирователях на инвертирующих усилителях наибольшая скорость ЛИН не всегда лимитируется инерционностью ИОУ. При использовании быстродействующих усилителей или ИОУ причиной ограничения скорости ЛИН может послужить искажение, которое появляется в результате непосредственной передачи на вход крутых перепадов входного управляющего сигнала через конденсатор С так, как это имеет место в усилителях из-за действия проходной емкости. Амплитуда этого выброса Uпер растет с уменьшением сопротивления резистора R в цепи заряда конденсатора С.

В быстродействующем формирователе необходимо уменьшить постоянную времени RC с тем, чтобы повысить скорость ЛИН. Наименьшая емкость конденсатора С ограничивается паразитными емкостями Спз: необходимо выполнение неравенства С >>Спз с тем, чтобы изменение Спз не влияло на характеристики формирователя. Наименьшее сопротивление R лимитируется допустимым искажением в виде перепада Uпер.доп, т.е.

830	Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

R Rвых.исUвыхтупр ,

Uпер.доп

где Uвыхтупр – перепад напряжения, которым управляется ИОУ, формирующий ЛИН.

Отметим, что сопротивление R лимитируется и сверху. Его наибольшее значение Rнаиб ограничивается допустимой постоянной времени заряда входной емкости формирователя Свх.лин, которая приводит к образованию искажения такого же характера,

как и коэффициент b1ис, характеризующий инерционность усилителя (см. формулу (22.1)).

22.4. Формирователи ЛИН с компенсирующей ЭДС на основе неинвертирующего повторителя напряжения

Схема такого формирователя показана на рис. 5.23, а. В этой схеме для формирования компенсирующей ЭДС используется повторитель напряжения, который построен на основе ИОУ, охваченного глубокой отрицательной обратной связью по напряжению (см. связь с выхода ИОУ на его инвертирующий вход).

Рис. 5.23. Структурные схемы формирователей ЛИН

скомпенсирующей ЭДС, формируемой неинвертирующим повторителем напряжения: автономным источником (а)

иисточником на конденсаторе СЕ (б)

Взамкнутом состоянии ключа К формируется обратный ход импульса, в течение которого происходит быстрый разряд конденсатора С. При размыкании ключа К наступает рабочая стадия; начинается заряд конденсатора током ic, отбираемым от источни-

ic (0)

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 831

ка Е. Напряжение на конденсаторе подается на вход повторителя и воспроизводится на его выходе, т.е.

Uвых(t) = KпUс(t),

где K&п = K&ис /(1+ K&ис) – коэффициент передачи повторителя на-

пряжения.

Это напряжение и применяют как компенсирующую ЭДС, включив ее последовательно с источником E. При этом ток заряда конденсатора

i	(t) =	1	[E +U	вых	(t) −U	c	(t)] =	1	E −	Uc (t)
c		R
								R		1+ Kис

благодаря действию компенсирующей ЭДС практически остается постоянным, что способствует существенному уменьшению коэффициента нелинейности. Он уменьшается в (Kис + 1) раз по сравнению с его значением без компенсации (εнл)бк:

εнл ≡ ic (0) − ic (Tпр) = (εнл)+бк . Kис 1

Применение ИОУ с высоким коэффициентом усиления и повышенным входным сопротивлением особенно заметно снижает коэффициент нелинейности. Одновременно повторитель напряжения на ИОУ используют в качестве буферного каскада, к выходу которого подключают нагрузку (тем самым исключается шунтирование конденсатора С нагрузкой).

Недостатком формирователя на рис. 5.23, а является наличие «незаземленного» источника питания Е: ни один из выводов этого источника не соединен с общими шинами устройства. Можно заменить источник питания конденсатором большой емкости СЕ, как это показано на рис. 5.23, б. В этом устройстве конденсатор СЕ подзаряжается током, отбираемым от источника Еи.п через диод Д. Когда ключ K размыкается и начинается заряд конденсатора С, диод Д запирается (из-за увеличения Uвых) и отключает источник Еи.п от цепи заряда формирователя. При этом вспомогательный конденсатор СЕ выполняет функцию источника заряда, отдавая заряд, аккумулированный во время обратного хода.

В схеме на рис. 5.23, б ток заряда конденсатора С определяется соотношением

832	Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

i (t) =

1

[U

CE

(t) −U

С

(t) +U

вых

(t)] =

1

U

CE

(t) −

UС (t)

c

R

R

1+ Kис

(при iвх= 0, т.е. Rвх.ис → ∞). При этом коэффициент нелинейности

εнл ≡	ic (0) −ic (Tпр)	=	UCE (0) −UCE (Тпр)	+	UC (Тпр) −UC (0)	.
	ic (0)		UCE (0)
					UCE (0)(1+ Kис)

Как следует из этого соотношения, разряд вспомогательного конденсатора в течение рабочей стадии является причиной увеличения коэффициента нелинейности. Это увеличение количественно можно оценить, приняв ток iс(t), которым разряжается конденсатор CЕ, постоянным, т.е. считая

i

(t)

UCE (0)

=

Eи.п −UС (0)

c

R

R

и

Tпр

Tпр

U

CE

i

(t)

=[E

и.п

−U

(0)]

.

c

CE

c

RCE

При этом составляющая коэффициента нелинейности, определяемая уменьшением заряда на вспомогательном конденсаторе,

ε	нлСЕ	=	UCE (0)		−UCE (Тпр)		Тпр	.
				UCE (0)			RCE

В практических устройствах именно эта составляющая и определяет нелинейность импульса. При этом, исходя из допустимой величины коэффициента нелинейности εнлСЕ , рассчитывают

требуемую емкость вспомогательного конденсатора

CE >	Tпр	.
	RεнлСЕ

Так, при εнл.доп = 1 % R = 10 кОм, Т = 10 мкс требуется конденсатор емкостью CE > 1 мкФ. Необходимость применения конден-

саторов столь большой емкости является причиной того, что эти схемыне нашли широкого применения вэлектронных устройствах.

В ряде случаев требуется и учет влияния конечной величины входного сопротивления повторителя напряжения. Из схем, представленных на рис. 5.23, следует, что ток заряда конденсатора ic(t) с учетом входного сопротивления Rвх определяется соотношением

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 833

iс(t) = R1 [UCE (t) −UС (t) +Uвых(t)] −iвх(t) ,

где iвх(t) =UС (t) / Rвх – входной ток повторителя; Rвх – его входное

сопротивление, равное Rвх = Rвх.ис(Kис + 1).

Таким образом, при конечной величине Rвх появляется дополнительный источник нелинейности, который можно характеризовать составляющей коэффициента нелинейности следующего вида

	εнл.вх =	RUСm		,
		Rвх[Eи.п −UС (0)]

где Ucm = UС(Tпр) – UС(0) – амплитуда импульса ЛИН.

Из представленных соотношений следует, что суммарный коэффициент нелинейности определяется формулой

εнл = εнлС + εнлСЕ + εнл.вх

Ucm

1

C

R

(22.2)

+

+

.

E

−U

С

(0)

K

ис

C

E

K

ис

R

и.п

вх.ис

В формирователе на повторителе напряжения допускается меньшее значение постоянной времени RС, так как в этом формирователе не происходит непосредственная передача управляющего сигнала на выход (как это имело место в схеме рис. 5.20). Поэтому сопротивление R не лимитируется снизу. Это обстоятельство дает возможность, выбрав меньшую постоянную времени RC, получить большую скорость ЛИН. Наибольшая скорость ЛИН в схемах на рис. 5.23 ограничивается быстродействием повторителя напряжения. При построении повторителя напряжения на ИОУ, как правило, требуется подключение корректирующего конденсатора Скор с тем, чтобы предотвратить самовозбуждение ИОУ. Этот конденсатор заметно снижает быстродействие повторителя. Поэтому в высокоскоростных формирователях предпочтение отдают простому эмиттерному повторителю, собранному на высокочастотном транзисторе по схеме с общим коллектором.

Недостатком формирователя на рис. 5.23, б является необходимость включения конденсатора CЕ большой емкости, поэтому применение такого формирователя оправдано в сравнительно редких случаях, когда требуется высокая скорость ЛИН.

834Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

22.5.Проектирование генератора импульсов линейно-изменяющейся формы

Рассмотрим особенности проектирования генераторов ЛИН на конкретном примере схемы со следующими параметрами:

амплитуды ЛИИН Uвых1 т =|Uвых0 т | = 50 В; длительности ЛИН tи1 = tи2 = 100 мкс; относительная нелинейность εнл ≤ 0,1 %;

относительная нестабильность длительности tи/tи < 5 % в диапазоне температур Т = (25–50) °С.

В качестве элементной базы можно использовать высоковольтный ИОУ 3584 [7] с параметрами:

максимальное выходное напряжение ± 150 В; коэффициент усиления Kис = 120 дБ = 106;

максимальная скорость нарастания (спада) выходного импульса VUвых = 150 В/мкс;

частота единичного усиления 7 МГц; входное сопротивление Rвх.ис = 1011 Ом;

входная дифференциальная емкость Свх.ис = 10 пФ;

входное напряжение смещения Uвх.см = ±3 мВ с температурным коэффициентом ±25 мкВ/°С;

входной ток сдвига 20 пА (удваивается на каждые 10 °С); выходной ток при коротком замыкании Iис.кз ≤ 25 мА. Высоковольтный ИОУ 3583 почти с такими же параметрами

итакой же структурой уступает 3584 по быстродействию: VUвых =

=30 В/мкс; f1кор = 5 МГц (из-за внутренней коррекции). В микросхеме 3584 предусмотрен специальный вывод на корпусе для

подключения внешней цепи коррекции.

На основе представленных ИОУ вполне реально построение высоковольтных релаксаторов и генераторов ЛИН. Проектирование ГЛИН реализуется выполнением известных процедур.

Математический синтез сводится к составлению математической модели ГЛИН, представленной в виде формул, на основании которых определяются основные параметры проектируемой схемы (см. рис. 5,21, а).

1. Амплитуды выходных импульсов:

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 835

U 0

=U1

−

tи1

(U1

− RI1

−U

см1

+ I1

R

) ;

(22.3)

выхт

выхт

τ

з

вых.тр

вх.ин

вх.ни

см1

U1

=U 0

−

tи2

(U 0

− RI

0

−U

+ I 0

R

) ,

(22.4)

τр

выхт

выхт

вых.тр

вх.ин

см1

вх.ни см1

где τз = τр = RC – постоянные времени заряда и разряда конденсатора С; Iвх1 .ин и Iвх0 .ин – входные токи в инвертирующей цепи формирователя ЛИН при поступлении на его вход Uвых1 .тр и

Uвых0 .тр соответственно; Iвх1 .ни и Iвх0 .ни – входные токи в неинвертирующей цепи, действия которых учитываются при определении tиi; Uвых1 .тр и Uвых0 .тр – амплитуды выходных импульсов не-

симметричного триггера, построенного также на ИОУ, поскольку на ИКН (см. рис. 5.21, а) невозможно формировать выходной им-

пульс Uвых0 .тр ≈ –75 В такой же амплитуды, что и Uвых1 .тр ≈ 75 В.

Проектируемая схема отличается от схемы ГЛИН на рис. 5.21, а тем, что предполагается ее реализовывать на двух ИОУ 3584. Кроме того, перезаряд конденсатора С проводится через один резистор R (вместо двух Rи1, Rи2 и диода Д), так как формируются симметричные ЛИН.

2. Условия, определяющие момент регенерации при перебросе из одного состояния устойчивого равновесия в другое,

Uвх.ни.тр – Uвх.ин.тр = Uрег. (22.5)

В этой формуле напряжения на неинвертирующем и инвертирующем входах ИОУ (или ИКН)

Uвх.ни.тр = γиUвых.тр + (1 – γи)Uвых.лин – Iвх.ни.трR;

Uвх.ин.тр = Uсм2 – Iвх.ин.трRсм2

зависят от состояния триггера, поэтому условие регенерации (22.5) представляется соотношениями, отличающимися друг от друга, первое из которых соответствует состоянию «1», а второе «0»:

γиUвых1 .тр + (1− γu )Uвых0 т − Iвх1 .ни.трR −Uсм2 + Iвх1 .ин.трRсм2 =Uрег1,0 , (22.6)

γиUвых0 .тр + (1− γu )Uвых1 т − Iвх0 .ни.трR −Uсм2 + Iвх0 .ин.трRсм2 =Uрег0,1 , (22.7)

где Uрег1,0 и Uрег0,1 – напряжения регенерации при перебросе триггера из состояния «1» в «0», и наоборот.

836	Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

На основании системы уравнений (22.6) и (22.7) определяют

		R		U1	−U 0			1
γ ≡		2		выхт	выхт	=					; (22.8)
	R	+ R					1 +U		/U
								выхттр		выхт
	1	2

U1

U1

−U 0

U 0

Uсм2

выхт

вых.тр

выхт

вых.тр

,

(22.9)

где

= Uвыхттр + Uвыхт;

Uвыхттр =Uвых1

.тр −Uвых0

.тр;

Uвыхт =Uвых1

т −Uвых0

т .

3. Суммарный коэффициент нелинейности, определяемый

формулой (22.2):

εнл = εнлС + εнлСЕ + εнл.вх

UСm

1

C

R

+

+

,

E

−U

С

(0)

K

ис

C

E

K

R

и.п

ис вх.ис

где UCm и UC(0) – амплитуды напряжений хронирующего конденсатора С в конце и начале циклов формирования ЛИН.

4. Формулы, определяющие искажения ЛИН на начальном участке:

- обусловленные инерцией формирователя ЛИН (см. форму-

лу (22.1))
			1					b
t		=		b	+ RC		+	2 ис	;
	з		Kис 1ис			вх.лин		RC
- в результате непосредственной передачи на выход форми-

рователя ЛИН крутых перепадов выходного импульса триггера

(Uвых.тр = Uвых1	.тр −Uвых0	.тр) через конденсатор С:
		Uпер	Uвых.трRвых.ис	.	(22.10)
			R + Rвых.ис
Схемотехнический синтез начинают с выбора структурной

схемы генератора. Она отличается от схемы на рис. 5.21, а тем, что триггер построен на ИОУ, так как на ИКН невозможно формировать Uвых1 т иUвых0 т амплитудой ±50 В с с большим размахом, да

еще при Uвых1 т = −Uвых0 т . Кроме того, поскольку длительности ЛИН tи1 = tи2, то не требуется в цепи задания постоянных времени

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 837

τз = τр использовать диод Д и два резистора Rи1 и Rи2: достаточно одного резистора с сопротивлением R, обеспечивающим τ = RC.

На этапе параметрического синтеза сначала определяют напряжения питания ±Еип, выбрав их так, чтобы амплитуды им-

пульсов триггера Uвых1 .тр иUвых0 .тр на (20–30) % превышали амплитуды ЛИН Uвых1 т иUвых0 т . При этом одновременно выполняется условие, обеспечивающее работу ИОУ, формирующего ЛИН в

линейном режиме, что возможно при |Еип| > |Uвых0 т |. Указанные требования выполняются при Еип = ±80 В.

Выходные потенциалы триггера Uвых1 .тр иUвых0 .тр , формируе-

мые при запирании в схеме выходного повторителя напряжения ИОУ п-р-п- и р-п-р-транзисторов соответственно, можно считать

на 5 В меньше ±Еи.п, т.е. принять Uвых1 .тр= 75 В и Uвых0 .тр= –75 В.

Для установки нуля выходных потенциалов ИОУ используется задаваемое потенциометром напряжение смещения Uсм2 на инвертирующем входе триггера и Uсм1 – на неинвертирующем входе формирователя ЛИН (см. рис. 5,21, а). Поскольку в проектируемой схеме tи1 = tи2, то в соответствии с (22.9)

	U1	U1	−U 0 U 0
Uсм2 =	выхт вых.тр		выхт вых.тр	= 0,

не требуется дополнительное смещение для сдвига пороговых

уровней Uпор1 и Uпор2, применяемое при tи1 ≠ tи2.

Для реализации параметрического синтеза определяют передаточную функцию схемы ГЛИН, которая отличается от математической модели тем, что у первой из них коэффициенты выражаются через параметры элементов схемы, а у модели – представляются в виде числовых значений коэффициентов. Эта процедура реализуется на основании уравнений (22.3)–(22.7), из которых следует

t

и1

U1

−U 0

R

Uрег0

−Uрег1

R

=

выхт

выхт

2

+

+

2

;

(22.11)

1

τ

з

U1

− RI1

R

U1

− RI1

R

вых.тр

вх.ин

1

вых.тр

вх.ин

1

t

и2

U1

−U 0

R

Uрег1 −Uрег0

R

выхт

выхт

2

2

=

+

1

+

.

(22.12)

τ

р

−U 0

+ RI 0

R

−U 0

+ RI 0

R

вых.тр

вх.ин

1

вых.тр

вх.ин

1

838	Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

На основании этих формул рассчитывают постоянные времени заряда и разряда хронирующего конденсатора С, предварительно оценив отношение сопротивлений R2/R1 по формуле (22.8)

γи ≡

R2

=

1

=

1

= 0,4 ;

R1 + R2

150

1 +Uвыхттр /Uвыхт

1 +

R2/R1 = 0,66.

100

В проектируемой схеме

tи1 = tи2 = 100 мкс;

Uвых1

т = −Uвых0

т = 50 В;

Uвых1

.тр = −Uвых0

.тр = 75 В;

U1

R

/

R

τз = τр ≡ τ = tи1

вых.тр 1

2

=112,5 мкс

Uвых1 т −Uвых0 т

(при расчете

τ

не учитываются

| Uрег0

−Uрег1

|<< Uвых1

т −Uвых0

т ,

Iвх1 .инR <<Uвых1 .тр ).

Емкость конденсатора С выбирают возможно меньшей величины с тем, чтобы использовать высокостабильные конденсаторы малых габаритов, однако при условии умеренного сопротивления резистора R, так как при высокоомном R становится заметным шунтирующее действие входного сопротивления ИОУ. При этом постоянная времени хронирующей цепи τ = С(R||Rвх.ис) становится зависимой от Rвх.ис, температурная нестабильность которого приводит к увеличению дрейфа tи.

Сопротивление Rвх.ис ИОУ 3584, на входе которого используются униполярные транзисторы, составляет 1011 Ом, поэтому его дестабилизирующее действие не сказывается. При низкоомном же сопротивлении R возникает амплитуда помехи, образуемой непосредственной передачей перепада выходного напряже-

ния триггера Uпер.тр = Uвыхттр =Uвых1								.тр −Uвых0		.тр = 150 В на выход
формирователя ЛИН. Так, при R =						10 кОм эта помеха составляет
U		=U		Rвых.ис	150		Rвых.ис		=1,5 10−2 R		, В.
			пер.тр R + R
	пер							104		вых.ис
				вых.ис

В справочнике [7] не приводятся значения Rвых.ис , но, судя

по величине выходного тока в режиме короткого замыкания (Iис.кз = 25 мА при Uвых.ис = 50 В), токоограничивающее сопротив-

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 839

ление на выходе ИОУ 3584 сравнительно высокоомное1: Rвых.ис

40 Ом. При этом Uпер = 0,6 В, что составляет 1,2 % от Uвых1 т . Если использовать конденсатор номинальной емкостью Сном = = 100 пФ, то при R = 1,125 МОм перепад Uпер = 0,266 В, что уменьшится до относительной величины Uпер/Uвых1 т = 0,53 %.

При этом относительное удлинение ЛИН, вызываемое непосредственной передачей перепада на выход, уменьшится до пренебрежительно малой величины

tи.пер			Rвых.исUвыхттр			–3
						= 2,66 10 .	(22.13)
t	и		(R R	)U	вых т
			вых.ис

Как отмечалось в п. 22.3, сопротивление резистора R лимитируется и сверху: его наибольшее значение ограничивается постоянной времени заряда входной емкости формирователя ЛИН

Свх.лин = Свх.ис + См = 12 пФ, которая приводит к образованию искажения такого же вида, что и коэффициент b1ис, характеризую-

щая ИОУ, т.е.

tзR RCвх.лин 0,135.

tи tи

Чтобы разрешить это противоречие, необходимо уменьшить сопротивление резистора R соответствующим увеличением емкости С. Можно показать, что суммарное искажение

t

и

tи.пер tзR

Rвых.исUвыхттр

RC

вх.ин

t

и

t

и

(R R

)U

выхт

t

и

вых.ис

становится минимальным при

R

tиRвых.исUвыхттр

R

22,3 кОм.

вых.ис

(Свх.ис См)Uвыхт

При этом tи/tи = 5,36 10–3.

При номинальном сопротивлении Rном = 22 кОм потребуется емкость

	С			1,125 10 4		5,11 нФ
		R		22	103

с номинальным значением Сном = 5,1 нФ.

1 Ограничение выходного тока реализовано по такой же схеме, что и в ИОУ LM-101А [1], аналогом которого является 153УД6.

840	Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

Выбрав сопротивления R1ном = 150 кОм и R2ном = 100 кОм, получим γи = R2/(R1 + R2) = 0,4 требуемой величины.

Анализ эскизных проектов начинается с определения отклонения длительности ЛИН tиi от указанной в ТЗ величины, обусловленного разбросом параметров элементов схемы и их изменением в температурном диапазоне. Эту проблему решают на основании соотношений (22.11) и (22.12), заменив в них разность

Uвых1

т −Uвых0

т

параметрами элементов схемы, разбросом и неста-

бильностью которых определяется

tиi/tиi.

Можно показать, что

tи1

(Uвых1

.тр − RIвх1

.ин) =Uвых1

т −Uвых0

т ≡

τз

≡

1

{γ

и

[U1

−U 0

+ R (I

0

− I1

)] −

(22.14)

1

− γи

вых.тр

вых.тр

1

вх.ни.тр

вх.ни.тр

−Rсм2 (Iвх0 .ин.тр − Iвх1 .ин.тр) +Uрег0,1 −Uрег1,0 }.

Вформуле (22.14) наглядно отражены достоинства проектируемой схемы, заключающиеся в следующих ее особенностях:

- при одинаковых отклонениях и температурном дрейфе вы-

ходных потенциалов триггера Uвых1 .тр и Uвых0 .тр , что вполне реаль-

но в схеме на ИОУ при формировании симметричных импульсов, длительность tиi практически остается неизменной;

- при выборе R1 || R2 = Rсм2 изменения tиi определяются разностью входных токов, определяемой токами сдвига ИОУ, т.е.

Iвх1 .сд = Iвх0 .ин.тр − Iвх1 .ин.тр и Iвх0 .сд = Iвх0 .ни.тр − Iвх1 .ни.тр , разброс и темпе-

ратурный дрейф которых на порядок меньше по сравнению с соответствующими входными токами.

Первое преимущество особенно существенно для высоковольтных схем, так как отпадает необходимость стабилизации выходных уровней триггера высоковольтными стабилитронами, обычно работающими с большими токами. Второе достоинство тоже немаловажно, поскольку дрейф входных токов сдвига менее ощутим, чем полных входных токов.

На основании соотношения (22.14) можно показать, что

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 841

t

τ

Uвых1

.тр − R

Iвх1

.ин − Iвх1

.ин

R

R

R

и1 =

з −

+

2

−

1

+

t

τ

U1

и1

з

R

R

вых.тр

2

1

+

1

{ U

1

− U 0

+ (R I 0

− R

I

0

) −

(22.15)

вых.тр

вх.ин.тр

Uвыхттр

вых.тр

1

вх.ни.тр

см2

− (R I

1

− R

I1

) + (I 0

R − I 0

R

) −

1

вх.ни.тр

см2

вх.ин.тр

вх.ни.тр

1

вх.ин.тр

см2

− (I1

R − I1

R

) +U 0,1

−U1,0 }.

вх.ни.тр

1 вх.ин.тр

см2

рег

рег

Аналогичным образом определяется

tи2/tи2.

tиi

При определении несоответствия длительностей

требо-

ваниям ТЗ отклонения от номинальных значений элементов схемы (сопротивление резисторов, емкости конденсаторов) и параметров ИОУ (входных токов сдвига, напряжений смещения) независимо от знака в формуле (22.15) суммируются, так как эти отклонения – случайные величины. Суммарное отклонение, соответствующее наибольшему значению (как со знаком минус, так и плюс), вычисляют для определения параметров цепей регулировки Uсм1 и Uсм2, при помощи которых устанавливают требуемые значения длительности tиi.

При определении изменения длительностей tиi, обусловленного температурным дрейфом, расчеты ведутся с учетом знаков температурных коэффициентов элементов схемы и параметров ИОУ, предварительно проведя схемотехническую оптимизацию. Выбрав сопротивления Rсм2 = R1||R2 с одинаковыми температурными коэффициентами, можно уменьшить влияние дрейфа входных токов на порядок и более, так как

(R1||R2)	Iвх.ни.тр – Rсм2 Iвх.ин.тр = Rсм2( Iвх.ни.тр – Iвх.ин.тр) =
	= Rсм Iвх.сд.тр.;
Iвх.ни.тр	(R1||R2) – Iвх.ин.тр Rсм2 = Rсм2(Iвх.ни.тр –Iвх.ин.тр) =
	= Rсм2Iвх.сд.тр..
Дрейф, обусловленный изменением сопротивлений R, R1, R2
и емкости С

τ

R2

R1

C

R

R2

R1

tиi

=

+

−

=

+

+

−

,

t

τ

R

R

C

R

R

R

иi RC

2

1

2

1

практически можно исключить, используя в хронирующей цепи конденсатор С и резистор R с одинаковыми температурными ко-

842	Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

эффициентами противоположных знаков, а в цепи регенеративной связи триггера резисторы R1 и R2 с одинаковыми температурными коэффициентами как по величине, так и по знаку. Наиболее просто и эффективно эти проблемы решаются при использовании пленочных резисторов и конденсаторов [4].

Дрейф, обусловленный температурной зависимостью напряжений регенерации Uрег0,1 – Uрег1,0 , с достаточной точностью мож-

но оценить на основании температурного коэффициента напряжения сдвига Uвх.сд/ Т. Этот коэффициент в справочниках указывается для ИКН. При построении триггера на ИОУ температурный коэффициент Uрег/ Т можно считать равным температурному коэффициенту напряжения смещения Uвх.см/ Т. Как следует из формулы (22.15), влияние этой составляющей не так уж существенно, так как оно определяется разностью ( Uрег0,1 –

– Uрег1,0 ), которая пренебрежимо малой величины.

Как следует из формулы (22.14), отклонение от требуемого уровня и изменение в температурном диапазоне амплитуды ЛИН определяется практически выходными потенциалами триггера:

U1

−

U 0

t

τ

Uвых1

.тр

Uвых1

.тр

выхт

выхт

и1

+

з +

.

Uвыхт

tи1

τз

Uвых1

.тр

Uвых1

.тр

22.6. Формирователи и генераторы линейно-изменяющегося тока

Для формирования импульсов линейно-изменяющегося тока (ЛИТ) в качестве элемента, обеспечивающего линейное изменение тока, можно использовать индуктивную катушку. При этом если поддерживать напряжение на индуктивности постоянным, то ток

	1	t	t
iL (t) = iL (0) +		∫uL (t)dt = iL (0) +U L		.
	L		L
		0

В реальных устройствах индуктивная катушка имеет конечное сопротивление rL. Обладает определенным сопротивлением также источник напряжения Rвн. Очевидно, что с учетом влияния

Рис. 5.24. Схема замещения формирователя ЛИТ

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 843

rL и Rвн можно обеспечить линейное изменение тока в индуктивной катушке, если ЭДС холостого хода источника будет соответствовать величине

Uвх(t) = UL + (Rвн + rL) iL(t).

Таким образом, для формирования ЛИТ необходимо построить источник напряжения, обеспечивающий изменение Uвх(t) по указанному закону. Можно использовать также источник тока, который в режиме короткого замыкания может выдать ток

		U L			rL
	Iвх (t) =			+
		R			R
			+ 1			iL (t) .
		вн			вн

Поскольку импульсы ЛИТ на практике наиболее часто применяются для создания временной развертки электроннолучевых приборов (ЭЛП) с магнитным отклонением, то в качестве формирующей индуктивной катушки используют саму индуктивную катушку отклоняющей системы ЭЛП. При этом паразитная емкость катушки CL обычно оказывается настолько большой, что ее учет становится необходимым. Поэтому схема замещения формирователя ЛИТ в общем случае имеет более сложный вид (рис. 5.24).

Вэтой схеме С0 = СL + Сн

+См + Сг.вых – суммарная пара-

зитная емкость, которая складывается из емкостей катушки

СL, нагрузки Сн, монтажа См и выходной емкости Сг.вых источника, который представлен

в виде источника напряжения

Uвх с внутренним сопротивлением Rвн. Паразитная емкость С0 совместно с индуктивностью L образует контур, в котором при определенных условиях может возникнуть колебательный процесс. Для демпфирования колебаний LC-контур обычно шунтируется резистором Rд, сопротивление которого выбирают так, чтобы контур работал в критическом режиме.

Чтобы обеспечить линейное нарастание (спад) тока в индуктивной катушке, необходимо формировать скачок напряжения на контуре. Однако при наличии паразитных емкостей это практически невозможно, так как для этого требуется источник, обес-

844	Часть 5. Проектирование релаксационных устройств

печивающий быстрый заряд емкости С0 мощным импульсом тока (в виде δ-импульса). Поэтому из-за действия паразитных емкостей происходит искажение начального участка импульса тока. При этом эти искажения могут носить колебательный характер в контуре, в котором из-за недостаточного шунтирования происходит медленное рассеяние энергии. Для схемы на рис. 5.24 это происходит при коэффициенте

т С0 RLэкв2 > 0,25,

где Rэкв = Rвн || Rд. Чтобы исключить колебательный процесс, необходимо шунтировать контур резистором Rд, сопротивление которого

		Rд <		ρ			,
			2 −		ρ
					R
					вн
где ρ =	L	– характеристическое сопротивление контура.
	C
	0

На рис. 5.25 приведены эпюры для контура, работающего в критическом или апериодическом режиме, при возбуждении им- пульсомступенчато-линейнойформы

R

t

U

(t) =U

1 +

вн

+1

,

R

τ

вх

L

L

diL

дL

где U L

= L

– напряжение на ин-

dt

дуктивности, обеспечивающее линейное изменение тока с заданной

	di	L					1		1
скоростью			;	τ		= L		+
							R		R
	dt				L
							вн		дL

Рис. 5.25. Эпюры напряжений

итока в контуре, работающем

вкритическом режиме

– постоянная времени нарастания

(спада) ЛИТ; RдL = Rд||rLэкв – шунтирующее контур сопротивление с

учетом эквивалентного значения сопротивления индуктивностью rLэкв = = L/(C0rL).

Рис. 5.26. Формирователь ЛИТ

Глава 22. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы 845

Чтобы начальные искажения (см. участок tз на рис. 5.25), обусловленные действием емкости С0, охватывали участок продолжительностью не более чем λТпр, необходимо соблюдение следующего неравенства:

1

1

1

t

=

L

+

+ С r

< λT .

4

R

R

з

0 L

пр

вн

дL

В практических устройствах в качестве формирователя или генератора импульсов ступенчато-линейной формы можно использовать ГЛИН, рассмотренные в п. 22.3. При этом для получения начального скачка напряжения (см. эпюру Uвх на рис. 5.25) включают последовательно с конденсатором С резистор Rс [1], как это показано на рис. 5.26. Для возбуждения индуктивной катушки мощным импульсом тока обычно применяют повторитель напряжения или усилительный каскад в нормально закрытом режиме с тем, чтобы ускорить рассеяние магнитной энергии катушки после выключения рабочего импульса.

ЛИТЕРАТУРА К ЧАСТИ 5

1.Agakhanyan T. Integrated Circuits. – M.: Mir Publishers, 1986.

2.Analog Devices Linear Products Data Book// Analog Devices Inc., 1995.

3.Агаханян Т.М., Никитаев В.Г. Электронные устройства в медицинских приборах. – М.: БИНОМ. Лаборатория знаний, 2005.

4.Агаханян Т.М. Интегральные микросхемы. – М.: Энергоатомиздат, 1983.

5.Агаханян Т.М. Синтез аналоговых устройств. – М.: МИФИ, 1989.

6.Агаханян Т.М. Проектирование аналоговых устройств. – М.: МИФИ, 1990.

7.Burr-Brown Integrated Data Book. Linear Products // Burr-Brown Corporation, 1995.

______

846

ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ...................................................................................	3
Часть 1. ОСНОВЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ И РЕАЛИЗАЦИИ
АНАЛОГОВЫХ УСТРОЙСТВ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ
ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
Введение .........................................................................................	6
Глава 1. ОСНОВНЫE ПРОЦЕДУРЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
АНАЛОГОВЫХ УСТРОЙСТВ .................................................	9
1.1. Исходные данные для проектирования
аналогового устройства ......................................................	9
1.2. Математический синтез аналоговых устройств ...............	12
1.3. Схемотехнический синтез аналоговых устройств ............	18
1.4. Анализ эскизных проектов на основе математического
моделирования проектируемого аналогового
устройства .............................................................................	21
1.4.1. Этапы и цели процедуры анализа ..............................	21
1.4.2. Чувствительность характеристик аналогового
устройства к разбросу и нестабильности
параметров элементов схемы .....................................	23
1.4.3. Учет влияния недоминирующих полюсов ................	26
Глава 2. РЕАЛИЗАЦИЯ АНАЛОГОВЫХ УСТРОЙСТВ
НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
ПРИМЕНЕНИЕМ ОБРАТНЫХ СВЯЗЕЙ ................................	30
2.1. Применение интегральных операционных
усилителей в аналоговых устройствах ...............................	30
2.2. Последовательная отрицательная обратная связь .............	34
2.2.1. Обратная связь по напряжению .................................	34
2.2.2. Обратная связь по току ...............................................	38
2.3. Параллельная отрицательная обратная связь ....................	40
2.3.1. Обратная связь по напряжению .................................	40
2.3.2. Обратная связь по току ...............................................	42
Глава 3. КОРРЕКЦИЯ ПЕРЕХОДНЫХ И ЧАСТОТНЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК АНАЛОГОВЫХ УСТРОЙСТВ
С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ И КОРРЕКТИРУЮЩИЕ ЦЕПИ.....	44
3.1. Передаточная функция усилителя с обратной
связью и особенности ее синтеза ........................................	44

Оглавление	847
3.2. Коррекция при помощи интегрирующих цепей ................	49
3.3. Коррекция с помощью ускоряющей цепи
в канале передачи сигнала обратной связи ........................	58
3.4. Коррекция включением быстродействующего
параллельного канала ..........................................................	61
3.5. Коррекция при помощи дополнительных цепей
обратной связи ......................................................................	64
Глава 4. ПЕРЕГРУЗКИ В АИМС ПРИ ОХВАТЕ ИХ
ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ................................................................	66
4.1. Перегрузки на выходе аналоговой микросхемы ................	66
4.2. Перегрузки во входной цепи АИМС и ее передаточная
характеристика......................................................................	68
4.3. Импульсные перегрузки ......................................................	73
4.3.1. Нагрузка с емкостной реакцией .................................	73
4.3.2. Нагрузка с индуктивной реакцией .............................	78
4.4. Высокочастотные перегрузки .............................................	81
4.4.1. Нагрузка с емкостной реакцией .................................	82
4.4.2. Нагрузка с индуктивной реакцией .............................	84
Глава 5. ПАРАМЕТРЫ АНАЛОГОВЫХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ
МИКРОСХЕМ .............................................................................	86
5.1. Параметры, характеризующие аналоговую
микросхему в установившемся режиме .............................	86
5.1.1. Параметры, характеризующие усилительные
свойства АИМС ............................................................	86
5.1.2. Параметры, характеризующие статическую
точность АИМС ............................................................	87
5.2. Параметры, характеризующие частотные и импульсные
свойства АИМС ....................................................................	89
5.3. Параметры, характеризующие АИМС
при большом сигнале............................................................	90
5.4. Определение параметров АИМС, применяемых при
коррекции переходных и частотных характеристик .........	94
5.4.1. Передаточная функция АИМС
и определение ее коэффициентов ...............................	94
5.4.2. Передаточная функция АИМС с внутренней
коррекцией и определение ее коэффициентов ..........	97
5.4.3. Определение коэффициентов передаточной
функции по фазочастотной характеристике и
характеристикам усилительных схем .........................	99
5.4.4. Передаточная функция трансимпедансного ИОУ
и определение ее коэффициентов ...............................	101

848	Оглавление

Глава 6. ШУМОВЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ АНАЛОГОВЫХ
ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ .........................................	103
6.1. Шумовые параметры ........................................................	103
6.2. Микросхемы с дифференциальным каскадом на входе..	109
6.3. Микросхемы с повторителями напряжения на входах ....	116
6.4. Трансимпедансные интегральные операционные
усилители ..........................................................................	117
6.5. Заключение .......................................................................	122
Глава 7. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В АНАЛОГОВЫХ
ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ ...................................	125
7.1. Нелинейные искажения и точность воспроизведения
сигналов аналоговой микросхемы ....................................	125
7.2. Нелинейные искажения в аналоговых микросхемах
с симметричными входами ................................................	126
7.2.1. Входная секция на биполярных транзисторах .......	126
7.2.2. Выходная секция ......................................................	131
7.2.3. Входная секция с полевым транзистором ................	137
7.3. Нелинейные искажения в трансимпедансных
интегральных операционных усилителях ........................	139
7.3.1. Входная секция..........................................................	139
7.4. Заключение .......................................................................	143
Глава 8. РЕАЛИЗАЦИЯ ВОЗМОЖНОСТЕЙ
ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ И БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИХ
АНАЛОГОВЫХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ ............	147

8.1.Параметры, характеризующие высокочастотные и быстродействующие возможности аналоговых

интегральных микросхем ..................................................	147
8.2. Влияние корректирующих цепей на высокочастотность
и быстродействие АИМС .................................................	148
ЛИТЕРАТУРА К ЧАСТИ 1 ........................................................	154
Часть 2. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
Глава 9. ИМПУЛЬСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ И ЭТАПЫ
ИХ ПРОЕКТИРОВАНИЯ .......................................................	160
9.1. Назначение и основные параметры импульсных
усилителей ........................................................................	160
9.2. Определение требований к переходной характеристике
импульсного усилителя в области малых времен ............	162
9.3. Математический синтез при проектировании
импульсных усилителей ...................................................	168

Оглавление	849
9.3.1. Аппроксимация передаточной функции
в области малых времен ...........................................	168
9.3.2. Аппроксимация монотонными
передаточными функциями ......................................	171
9.3.3. Аппроксимация немонотонными
передаточными функциями .....................................	178
9.3.4. Аппроксимация передаточной функции
в области больших времен ........................................	191
9.4. Схемотехнический синтез импульсных усилителей .......	198
9.5. Перегрузки в импульсных усилителях .............................	201
9.6. Анализ эскизных проектов импульсных усилителей ......	208
9.7. Моделирование схемы импульсного усилителя ..............	214
Глава 10. МАЛОШУМЯЩИЕ ИМПУЛЬСНЫЕ
ПРЕДУСИЛИТЕЛИ ................................................................	220
10.1. Особенности импульсных предусилителей на АИМС ..	220
10.2. Противошумовая коррекция в предусилителе
с параллельной обратной связью ...................................	226
10.3 Противошумовая коррекция в предусилителях
с последовательной обратной связью ............................	238
10.4. Противошумовая коррекция в предусилителях
на трансимпедансном операционном усилителе ...........	248
10.4.1. Предусилитель с параллельной обратной связью...	258
10.4.2. Предусилитель с последовательной
обратной связью .....................................................	259
10.5. Зарядо-чувствительные предусилители
на малошумящих АИМС ................................................	261
10.6. Зарядо-чувствительные предусилители
с последовательной обратной связью ............................	265
10.7. Зарядо-чувствительные предусилители
с параллельной обратной связью ....................................	269
10.8. Проектирование зарядо-чувствительных
предусилителей ...............................................................	272
Глава 11. ИМПУЛЬСНЫЕ ВЫХОДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ .........	291
11.1. Особенности импульсных выходных усилителей .........	291
11.2. Импульсные усилители с потенциальным выходом ......	293
11.3. Импульсные усилители с токовым выходом .................	304
11.3.1. Импульсный усилитель, работающий
на индуктивную нагрузку .......................................	306
11.3.2. Импульсный усилитель с токовым выходом
на каскодах .............................................................	314
11.3.3. Импульсный усилитель с компенсацией
всплеска выходного напряжения ...........................	316

850	Оглавление

11.3.4. Проектирование импульсных усилителей
с токовым выходом на АИМС ...................................	321
Глава 12. ПРОМЕЖУТОЧНЫЕ УСИЛИТЕЛИ ИМПУЛЬСОВ....	333
12.1. Особенности промежуточных усилителей ........................	333
12.2. Проектирование промежуточных усилителей ...................	337
12.3. Проектирование промежуточных усилителей
с коррекцией интегрирующим конденсатором .................	345
12.4. Проектирование промежуточных усилителей
с коррекцией при помощи ускоряющей цепи
в канале передачи сигнала обратной связи .......................	352
12.5 Использование резистивно-емкостной цепи
в канале передачи сигнала обратной связи
в АИМС с внутренней коррекцией .....................................	366
12.6. Промежуточные усилители на трансимпедансных
интегральных операционных усилителях ..........................	371
12.6.1. Особенности трансимпедансных
интегральных операционных усилителей ..............	371

12.6.2.Аналоговые устройства на трансимпедансных интегральных операционных усилителях

с резистивно-емкостной цепью обратной связи ........	375
12.6.3. Проектирование промежуточных усилителей
на трансимпедансных ИОУ с коррекцией
резистивно-емкостной цепью ....................................	383
12.6.4. Особенности импульсных усилителей
на трансимпедансных ИОУ с резистивным
делителем в цепи обратной связи ..............................	403
12.7. Промежуточные усилители на АИМС
с быстродействующим параллельным каналом ................	416
12.7.1. Особенности АИМС с быстродействующим
параллельным каналом .............................................	416
12.7.2. Синтез схемы промежуточного усилителя ................	420
12.7.3. Проектирование промежуточных усилителей ..........	422
Глава 13. ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИАЦИОННО-СТОЙКИХ
ЭЛЕКТРОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НА ИОУ ..............................	441
13.1. Влияние ионизирующих излучений
на характеристики типовых элементов ИОУ ....................	441
13.1.1. Классификация радиационных эффектов
в элементах ИМС ......................................................	441
13.1.2. Особенности проявления переходных
ионизационных эффектов ..........................................	442
13.1.3. Влияние остаточных эффектов и долговременные
изменения параметров транзисторов ........................	443

Оглавление	851
13.2. Радиационные эффекты в типовых ячейках
аналоговых ИМС ..............................................................	445
13.2.1. Влияние остаточных эффектов ...............................	446
13.2.2. Действие переходных ионизационных эффектов ..	449
13.2.3. Шумовые показатели дифференциального
каскада ....................................................................	452
13.3. Радиационные эффекты в ИОУ .........................................	454
13.3.1. Влияние остаточных радиационных эффектов
на параметры ИОУ .................................................	455
13.3.2. Переходные первичные ионизационные
эффекты в ИОУ ........................................................	459
13.3.3. Изменение шумовых характеристик ИОУ .............	461
13.4. Доминирующие механизмы ионизационной реакции
микросхем операционных усилителей при воздействии
импульсного ионизирующего излучения ...........................	463
13.5. Моделирование радиационных эффектов
в интегральных микросхемах .............................................	467
13.5.1. Особенности моделирования радиационных
эффектов в интегральных микросхемах ................	468
13.5.2. Макромодели аналоговых интегральных
микросхем ..............................................................	472

13.6.Схемотехнические способы повышения радиационной стойкости электронных усилителей

на аналоговых интегральных микросхемах ......................	481
13.6.1. Особенности разработки радиационно-стойких
электронных устройств на ИОУ
и компараторов напряжений ...................................	481
13.6.2. Проектирование усилителей, предназначенных
для длительной работы в условиях стационарного
радиационного воздействия .....................................	487
13.6.3. Уменьшение времени потери работоспособности
электронной аппаратуры ........................................	498
ПРИЛОЖЕНИЕ К ЧАСТИ 2. Таблицы определения
параметров передаточной функции и шумовых
показателей усилителя:
2.1. Определение времени нарастания фронта
и относительной амплитуды выброса при усилении
экспоненциально нарастающего импульса ......................	501
2.2. Определение времени нарастания фронта
и относительной амплитуды выброса при усилении
монотонно нарастающего импульса .................................	502

852	Оглавление

2.3. Определение времени нарастания фронта
и относительной амплитуды выброса при усилении
импульса с выбросом на вершине .................................	503

2.4.Нормированные значения времени задержки з, нарастания фронта н и коэффициента н/ п для передаточной

функции, аппроксимированной монотонными
множителями .....................................................................	506
2.5. Параметры монотонной передаточной функции
со взаимокорректирующими звеньями .............................	506
2.6. Параметры передаточной функции второго порядка .......	508
2.7. Параметры передаточной функции третьего порядка ......	508
2.8. Параметры передаточной функции при равномерной
коррекции усилителя, состоящего из N звеньев второго
порядка ..............................................................................	509

2.9.Параметры передаточной функции при взаимокоррекции усилителя, состоящего из двух звеньев второго порядка .511

2.10.Параметры передаточной функции усилителя при

коррекции RC-цепью в канале передачи сигнала
обратной связи ..................................................................	514
2.11. Параметры передаточной функции усилителя
при коррекции RC-цепью в канале передачи сигнала
обратной связи для АИМС с внутренней коррекцией ......	536
2.12. Значения функции Ф для определения наибольшей
амплитуды выходного импульса Uвыхтнб по
формуле (9.53) ....................................................................	538
2.13. Параметры передаточной функции импульсного
предусилителя при противошумовой коррекции
комплексной обратной связью ...........................................	539
2.14. Составляющие шумовых токов, определяющие средне-
квадратичное значение шумового напряжения .................	541
2.15. Коэффициенты для вычисления среднеквадратичного
значения шумового напряжения на выходе
предусилителя ....................................................................	543
2.16. Параметры передаточной функции зарядочувстви-
тельного предусилителя с последовательной обратной
связью .................................................................................	544
2.17. Составляющие шумовых токов и напряжений,
определяющие среднеквадратичное значение шумового
напряжения на выходе зарядочувствительного усилителя
с последовательной обратной связью ................................	546
2.18. Коэффициенты для вычисления среднеквадратичного
значения шумового напряжения на выходе зарядо-

Оглавление	853
чувствительного усилителя с последовательной
обратной связью .................................................................	547
ЛИТЕРАТУРА К ЧАСТИ 2 ........................................................	548
Часть 3. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ШИРОКОПОЛОСНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
Глава 14. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
И ЭТАПЫ ИХ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ........................................	554
14.1. Назначение и основные параметры
широкополосных усилителей ............................................	554
14.2. Практическая реализация широкополосных
усилителей .........................................................................	557
14.3. Проектирование широкополосных усилителей ................	560
14.3.1. Определение требований к частотной
характеристике широкополосного усилителя
в области высших частот ........................................	560
14.3.2. Математический синтез
широкополосных усилителей .................................	561
14.3.3. Схемотехнический синтез
широкополосных усилителей .................................	565
14.3.4. Анализ эскизных проектов .....................................	568
Глава 15. МАЛОШУМЯШИЕ ШИРОКОПОЛОСНЫЕ
ПРЕДУСИЛИТЕЛИ ...................................................................	573
15.1. Назначение и особенности широкополосных
предуселителей на АИМС ....................................................	573
15.2. Противошумовая коррекция в широкополосных
предусилителях с последовательной обратной связью .......	578
15.3. Противошумовая коррекция в широкополосных
предусилителях с параллельной обратной связью ..............	588
15.4. Противошумовая коррекция в широкополосных
предусилителях на трансимпедансных операционных
усилителях .............................................................................	594
Глава 16. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ВЫХОДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ..	602
16.1. Назначение и особенности широкополосных
выходных усилителей ........................................................	602
16.2. Широкополосные усилители с потенциальным выходом	603
16.3. Широкополосные усилители с токовым выходом ............	612
Глава 17. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ПРОМЕЖУТОЧНЫЕ
УСИЛИТЕЛИ .............................................................................	621
17.1. Особенности широкополосных промежуточных
усилителей .........................................................................	621

854	Оглавление

17.2. Проектирование широкополосных промежуточных усили-
телей с коррекцией интегрирующим конденсатором ......	623
17.3. Проектирование широкополосных промежуточных
усилителей с коррекцией посредством ускоряющей цепи
в канале передачи сигнала обратной связи ........................	628
17.4. Проектирование широкополосных промежуточных
усилителей на трансимпедансных операционных
усилителях ..........................................................................	635
ПРИЛОЖЕНИЕ К ЧАСТИ 3. Таблицы аппроксимирующих
функций АЧХ широкополосных усилителей:

3.1.Параметры передаточной функции широкополосного усилителя с гладкой АЧХ со взаимокорректирующими

звеньями ............................................................................

642

3.2.Параметры передаточной функции широкополосного усилителя с гладкой АЧХ при коррекции

RC-цепью в канале передачи сигнала обратной связи .......	643
ЛИТЕРАТУРА К ЧАСТИ 3 ..........................................................	644
Часть 4. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ИЗБИРАТЕЛЬНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
Глава 18. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ И ЭТАПЫ
ИХ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ..........................................................	646
18.1. Назначение и основные параметры избирательных
усилителей .........................................................................	646
18.2. Математический синтез избирательных усилителей ........	651
18.2.1. Математический синтез аналоговых устройств
с частотными характеристиками ФНЧ ....................	653

18.2.2.Преобразование частоты – синтез аналоговых устройств с частотными характеристиками

фильтра верхних частот и полосового фильтра .......	662
18.3. Схемотехнический синтез избирательных усилителей .....	668
18.3.1. Структурный синтез базовых элементов
активных фильтров .................................................	669
18.3.2. Параметрический синтез активных фильтров ........	679
18.4. Анализ эскизных проектов избирательных усилителей ....	683
Глава 19. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ИЗБИРАТЕЛЬНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ НА АКТИВНЫХ RC-ФИЛЬТРАХ ..................	685
19.1. Особенности низкочастотных избирательных
усилителей .........................................................................	685
19.2. Проектирование ФНЧ на активных RC-звеньях ................	687
19.3. ПроектированиеФВЧна активныхRC-звеньях .....................	697

Оглавление	855
19.4. Проектирование полосовых усилителей на активных
RC-звеньях .........................................................................	703
19.5. Проектирование резонансных усилителей
на активных RC-звеньях ....................................................	718
19.5.1. Основы теории резонансных усилителей
на активных RC-звеньях .........................................	718
19.5.2.Резонансные усилителина апериодическихзвеньях
сактивнойобратнойсвязью ..........................................	726
19.6. Резонансные усилители с нулевыми RC-фильтрами	733
Глава 20. ПРОЕКТИРОВАНИЕ РЕЗОНАНСНЫХ
И ПОЛОСОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
С ЧАСТОТНО-ИЗБИРАТЕЛЬНЫМ КОНТУРОМ ...................	737
20.1. Параллельный и последовательный колебательные
контуры ..............................................................................	737
20.2. Резонансные усилители с частотно-избирательным
контуром ............................................................................	739
20.2.1. Резонансный усилитель с полным
включением колебательного контура .....................	739
20.2.2. Резонансный усилитель с неполным включением
колебательного контура ..........................................	742
20.2.3. Избирательные усилители с навесным
высокодобротным контуром ..................................	747
20.2.4. Проектирование резонансного усилителя
с LC-контуром .........................................................	750
20.3. Полосовые усилители с частотно-избирательными
контурами ..........................................................................	752
20.3.1. Полосовые усилители с высокодобротными
связанными контурами ...........................................	753
20.3.2. Проектирование полосовых усилителей
с частотно-избирательными контурами ..................	757
20.4. Переходные процессы в избирательных усилителях ........	765
20.5. Самовозбуждение избирательных усилителей .................	767
ПРИЛОЖЕНИЕ К ЧАСТИ 4. Таблицы определения величин:
4.1. Коэффициенты передаточной функции h(s),
аппроксимированной полиномами Баттерворта .........	770

4.2.Простые множители знаменателя передаточной функции h(s), аппроксимированной полиномами

Баттерворта ..................................................................

770

4.3. Коэффициенты множителей передаточной функции hп(s), аппроксимированной полиномами Чебышева... 771

4.4. Коэффициенты передаточной функции hп(s),

аппроксимированной полиномами Чебышева ............

773

856	Оглавление

4.5. Формулы для определения параметров RC-элементов
ФНЧ с многопетлевой обратной связью .....................	774
4.6. Формулы для определения максимального
напряжения на выходах звеньев ..................................	775
4.7. Рекомендуемый материал для сердечника
индуктивной катушки ..................................................	775
ЛИТЕРАТУРА К ЧАСТИ 4 ..........................................................	776
Часть 5. ПРОЕКТИРОВАНИЕ РЕЛАКСАЦИОННЫХ
УСТРОЙСТВ И ФОРМИРОВАТЕЛЕЙ ИМПУЛЬСОВ
Глава 21. РЕЛАКСАЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА
НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ ................................	777
21.1. Назначение, режимы работы и основные параметры
релаксационных устройств ................................................	777
21.2. Обобщенная методика проектирования
релаксационных устройств ................................................	779
21.3. Релаксационные устройства на основе интегральных
операционных усилителей, компараторов напряжений
и таймеров ...........................................................................	787
21.4. Ждущий режим работы релаксационных устройств
на ИОУ, ИКН и таймерах ...................................................	796
21.5. Регулировка скважности импульсов и частоты
их следования ......................................................................	802
21.6. Стабилизации параметров релаксационных устройств .....	805
21.7. Проектирование релаксационных устройств
на ИОУ и ИКН ....................................................................	808
Глава 22. ФОРМИРОВАТЕЛИ И ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСОВ
ЛИНЕЙНО-ИЗМЕНЯЮЩЕЙСЯ ФОРМЫ ................................	817
22.1. Назначение и основные параметры формирователей
игенераторов импульсов линейно-изменяющейсяформы... 817
22.2. Формирователи и генераторы импульсов
линейно-изменяющегося напряжения
с токостабилизирующим элементом .................................	818
22.3. Формирователи и генераторы ЛИН с компенсирующей
ЭДС на основе инвертирующего усилителя ......................	822
22.4. Формирователи ЛИН с компенсирующей ЭДС на основе
неинвертирующего повторителя напряжения ....................	830
22.5. Проектирование генератора импульсов
линейно-изменяющейся формы ..........................................	834
22.6. Формирователи и генераторы
линейно-изменяющегося тока ............................................	842
ЛИТЕРАТУРА К ЧАСТИ 5 ........................................................	845