Глава 10. Малошумящие импульсные предусилители

237

Составляющая шумового тока в области средних частот

| Iш( fс) |2 = | еш f

×1 + Rос 2 + 2Rд

+	| i	|2	+	R
	ш.д	1		ос
	f			R
				д

( f

) |2

| i

( f

) |2

fR

2с

.п+

ш

f с

.п×

д

2

+

R

r

+ r

+

1

ос

э

R

б

R

д

д

= 3,6 10−23 А2 / Гц

в схеме с последовательной обратной связью несколько больше, чем при параллельной обратной связи. Высокочастотная составляющая |Iш(ƒв)|2 практически одинакового значения, так как она

определяется величиной |eш.п|Cд/tнор. При этом |Uвых.ш|p-p 5,15 мВ, всего на 150 мкВ больше.

Анализ эскизных проектов. Сначала проводится параметрическая верификация для установления влияния разброса параметров элементов схемы и их температурной зависимости на сигнальные и шумовые характеристики усилителя.

Затем проводится структурная верификация. В данном случае она – в пользу предусилителя с параллельной обратной связью.

Далее проводится учет недоминирующих полюсов в основном с целью установить запас устойчивости, поскольку при глубокой отрицательной обратной связи, характерной для предусилителей с противошумовой коррекцией, вероятность самовозбуждения из-за действия неучтенных паразитных емкостей и индуктивностей велика. Действие паразитных элементов, определяющих недоминирующие полюсы, приводит также к заметному увеличению выброса на вершине импульса ε. В предусилителях это не столь существенно, как, например, в промежуточных усилителях. Поэтому если на этапе анализа выясняется, что выброс ε заметно увеличился, но запас устойчивости достаточен, то ка- кие-либо меры для уменьшения ε принимать не обязательно.

После окончательного выбора проекта производится машинное моделирование с вариацией параметров.

238Часть 2. Проектирование импульсных усилителей

10.3.Противошумовая коррекция в предусилителях с последовательной обратной связью

Последовательную обратную связь применяют в предусилителях с противошумовой коррекцией (рис 2.9, б), предназначенных для усиления сигналов, которые формируются на выходе высокоомного датчика. При этом предпочтение отдают малошумящей АИМС с высокоомным входом, благодаря чему первичный шумовой ток iш.п оказывается малой величины. Представляет интерес использование в таких предусилителях АИМС, входной каскад которых построен на униполярных транзисторах, первичный шумовой ток которых оказывается пренебрежимо малой величины. Правда, по сравнению с АИМС на биполярных транзисторах большей величины оказывается первичное шумовое напряжение еш.п. Однако при усилении сигналов, поступающих от высокоомного датчика, этот недостаток не так уж проявляется, особенно при использовании последовательной обратной связи.

Математический синтез предусилителя при последовательной обратной связи можно проводить на основании передаточной функции (10.1) и данных, представленных в табл. 2.13, при выводе постоянной времени τз равной τд.вх, т.е.

τз ≡ (С1 + С2)Rос = τд.вх (Rос = R1||R2).

Для удовлетворения требований к сигнальным параметрам руководствуются неравенством (10.8), позволяющим оценить минимально допустимую частоту единичного усиления АИМС. Одновременно учитывается и требование к шумовым показателям микросхемы, исходя из указанного отношения сигнал/шум μш, для определения которого рассчитывается среднеквадратичное значение шумового напряжения |Uвых.ш|2 на основании интеграла (10.10). Для схемы с последовательной обратной связью шумовой ток определяется соотношением (10.18), которое получено при условии τз = τд.вх,

|2

| e

|2

|2 (1 + γ2 )+ | i

|2 (1 + γ

| I

ш

=

ш.п

+ | i

R

) +

Zд2

ш.п

R

ш.д

| e

|

| i*

+ 2Re

ш.п

| (1 + γ

R

)

,

(10.18)

Zд

ш.п

Глава 10. Малошумящие импульсные предусилители

239

где Zд = Rд/(1 + jντдωнор); τд = Rд(Сд + Свх.к); γR = Rос/Rд.

Для удобства расчетов в этом соотношении среднеквадратичное значение теплового шума резисторов в цепи обратной связи |iш.ос|2 преобразовано и выражено через |iш.д|2:

|iш.ос|2 = 4kT ƒ(1/R1 + 1/R2) = 4kT ƒ/Rос = |iш.д|2/γR.

Если при выборе сопротивлений R1 и R2 стремятся к тому, чтобы шумовое напряжение этих резисторов хотя бы в (2÷3) раза было меньше первичного шума микросхемы еш.п, как это рекомендуется в литературе [18, 23, 24], то цепь обратной связи R1–R2 оказывается настолько низкоомной, что из-за ее шунтирующего действия практически исключается возможность реализации глубокой обратной связи, необходимой для эффективной противошумовой коррекции.

Между тем, вклад теплового шума Rос, как это следует из выражения (10.18), составляет всего |iш.ос|2 γR = |iш.д|2Rос/Rд. Учитывая, что речь идет о предусилителе, работающем от высокоомного источника с Rд >> Rос, действие |iш.ос|2 оказывается несущественным даже при высокоомной цепи обратной связи. Поэтому вполне оправдано производить выбор сопротивлений R1 и R2, ориентируясь на допустимую длительность фронта выходного импульса (как это было сделано при параллельной обратной связи). Это условие выполняется при глубине обратной связи

F = 1 + γсвγвхγвыхKис ≥ b2корRд(Сд + Свх.ис)γвх /(tфр.пуϑн.пу)3,

откуда следует, что сопротивление R2 резистора должно быть не меньше

R2 ≥ Rвых.ис/(Kнб – Kuпу),

(10.19)

где Kнб – наибольшее значение коэффициента усиления, определяемое формулой (10.14). Сопротивление R1 резистора определяют на основании приближенного выражения для коэффициента усиления предусилителя

Kuпу 1 + R1/R2 < Kнб и R1 = R2(Kuпу – 1). (10.20)

При определении сопротивлений R2 и R1 по формулам (10.19) и (10.20) шумовое напряжение |еш.ос|, как правило, оказывается меньше первичного шума микросхемы |еш.п|, если ее входной каскад построен на униполярных транзисторах, поэтому одновременно удовлетворяются оба требования:

240	Часть 2. Проектирование импульсных усилителей

|еш.ос| < |еш.п| и F ≥ b2исγвхτд/ tнор3 .

Если шумовые показатели предусилителя не удовлетворяют условиям ТЗ, то это означает, что на данной микросхеме невозможно спроектировать предусилитель с допустимым tфр.пу и тре-

буемым μш.

Рассмотрим особенности проектирования предусилителя с противошумовой коррекцией при работе от высокоомного датчика тоже на конкретном примере.

Требуется спроектировать предусилитель, предназначенный для усиления импульсов, которые поступают от датчика с внутренним сопротивлением Rд = 100 кОм, шунтированным выходной емкостью Сд = 10 пФ. Длительность фронта выходного импульса

не должна превышать tфр.пу ≤ 100 нс, что в λп.ш = 2,2RдСд/tфр.пу = = 22 раза меньше длительности фронта импульса на выходе дат-

чика (tфр.вх = 2,2RдСд = 2,2 мкс). Необходимо обеспечить усиление амплитуды сигнала в Kuпу ≥ 3 раза и превышение сигнала минимальной амплитуды (Iдт = 1 мкА) над шумовым более чем

	μш ≡	Uвыхm	=	| Iдm |min	≥ 20.
		|Uвых.ш |p-p		| Iвх.ш |

Проектирование проводят в той же последовательности, что и в предыдущем примере.

Математический синтез. На основании табл. 2.13, приняв dε = 1,2, определяют параметры математической модели: σ1 = 1; d1 = d2 = 2,2; ϑн.пу = 2,6; ε = 4%. Ориентация на большее значение dε, т.е. на меньшую добротность полюсов, не случайна. При работе от высокоомного источника компенсация действия паразитных емкостей схемотехническими средствами затруднительна, а это приводит часто к самовозбуждению усилителя. Чтобы повысить запас устойчивости, необходимо уменьшить добротность полю-

сов Qп = 1/dε.

Выбор АИМС. В соответствии с требованиями ТЗ по сигнальным параметрам, частота единичного усиления микросхемы должна быть1

1Так как емкость Сд = 10 пФ сравнима с входной емкостью АИМС Свх.ис, то при расчетах берется сумма Сд + Свх.ис, оценив Свх.ис приближенно.

Глава 10. Малошумящие импульсные предусилители					241
f1кор ≥	ϑн.пуλ f1	RдKuпу(Cд + Cвх.ис)	ϑн.пу = 53,4 МГц
	2πtфр.пу	tфр.пуγвых
(при Kипу = 4, γвых = 0,9, Сд + Свх.ис = 15 пФ, λ f				= 1). При работе от
				1

высокоомного датчика для обеспечения низкого уровня шумов необходимо использовать малошумящую АИМС с возможно малым шумовым током, что характерно при включении на вход полевых транзисторов. В таких микросхемах с ничтожно малым входным током оказывается пренебрежительно малой величины и первичный шумовой ток iш.п. Правда, их недостатком является высокое шумовое напряжение еш.п, которое обычно превосходит еш.п АИМС на биполярных транзисторах. Однако указанный недостаток проявляется не так уж заметно при работе от высокоомных датчиков и при включении последовательной цепи обратной связи.

Рассмотрим ИОУ с входным каскадом на униполярных транзисторах AD380 со следующими параметрами [15]: Kис = 6 104;

Rвых.ис = 100 Ом; Rвх.ис = 1011 Ом; Свх.ис = 6 пФ; ƒ1ис = 65 МГц;

ƒ1кор = 40 МГц при емкости корректирующего конденсатора Скор = =10 пФ. Коэффициенты передаточной функции определяются по

справочным данным,	b1ис = 1,5 10–5 с; b2ис = 3,5 10–13 с2. Приво-
дится график зависимости		плотности		шумового напряжения
еш.п/ Гц в диапазоне частот		от 10	Гц	до 100 МГц, из кото-
рого следует, что |еш.п(ƒс)|/		f = 8	нВ/	Гц (при ƒ > 10 кГц) и
|еш.п(ƒне)|/ f = 30 нВ/	Гц на частоте ƒне = 100 Гц.

Данные по первичному шумовому току iш.п не приводятся. В области средних частот этот ток пропорционален шумовому току

затвора iш.з, плотность которого составляет единицы фА/ Гц .

Однако в области высших частот действие первичного шумового тока существенно возрастает и, как показывает анализ, оно становится определяющим. Учет этой составляющей шума производят на основании формул, приведенных в разд. 6.2. Предварительную оценку шумового напряжения Uвых.ш для АИМС с входным каскадом на полевых транзисторах производят на основании соотношения