Гаврилов Основы ядерной електроники ч.1 2010

венно лучшими, чем у дискретных опорных диодов, характеристиками. Основу одних из них составляют так называемые темпера- турно-компенсированные стабилитроны. Это последовательно

д

Рис. 3.8. Способы задания пороговых уровней: от параметрического стабилизатора (а); от ИМС источника опорного напряжения (б); с независимой установкой несимметричного окна (в); с установкой симметричного окна (г); характеристики регулирования несимметричного окна (д) и симметричного окна (е)

включенные опорный диод и прямосмещенный обычный диод. Таким образом удается взаимно компенсировать положительный температурный коэффициент опорного диода и отрицательный температурный коэффициент обычного диода. Сам опорный диод в некоторых ИМС изготавливается со скрытым p-n переходом. При

111

этом устраняется основная составляющая шума, связанная с поверхностным пробоем. Рекордными характеристиками обладает двухвыводная ИМС LTZ1000 фирмы Linear Technology Corp.,

имеющая температурный коэффициент 5×10–8/ºС, низкочастотный шум 1,2 мкВ, долговременную стабильность 0,3×10–6/1000 ч. Неплохие результаты демонстрируют и трехвыводные ИМС LM369B

фирмы National Semiconductor и REF10KM фирмы Burr-Brown с

уровнем шума 4 и 6 мкВ соответственно.

Вторую группу прецизионных ИМС источников опорного напряжения составляют схемы, в которых «стабилитронное» напряжение с нулевым температурным коэффициентом получают сложением напряжения UБЭ, имеющего отрицательный температурный коэффициент, со специально генерированным и имеющим положительный температурный коэффициент. Это специально генерированное напряжение есть падение напряжения на резисторе R2 (рис. 3.8,б) от тока генератора стабильного тока. Генератор стабильного тока реализован на токовом зеркале Т1, Т2, выходной ток которого IK2 имеет положительный температурный коэффициент. Часть, обведенная на схеме пунктиром, и является квазистабилитроном. Среди таких источников опорного напряжения можно на-

звать двухвыводные ИМС LT1029A (Linear Technology Corp.), HS5010N (Hybrid Systems), TL431 (Texas Instruments), имеющие температурные коэффициенты (3…10)×10–6/ºС.

Чаще, вместо раздельной установки нижнего и верхнего порогов, независимо задаются нижний порог дискриминации (потенциометром R1) и ширина окна (потенциометром R2), что иллюстрируется рис. 3.8,в и д. Для реализации такого способа необходим источник стабильного тока. Иногда бывает удобна регулировка порогов ДНУ и ДВУ симметрично относительно середины окна (рис. 3.8,е). Например, если середина окна настроена на спектральный пик, то при изменении ширины окна привязка к пику сохранится. В этом случае требуются два источника стабильного тока. Середина окна устанавливается одним потенциометром R1, а сдвоенным потенциометром R2 задается ширина окна (рис. 3.8,г).

Регулировочные переменные резисторы представляют собой прецизионные многооборотные (обычно 10-оборотные) потенциометры, которые обладают лучшим разрешением и более высокой

112

линейностью по сравнению с обычными потенциометрами. Многие фирмы производят такие потенциометры. В качестве примера можно назвать СП5-44 ЗАО «Элеком» (бывший завод «Реком»), серию 3590 фирмы Bourns, ее же серию 3610 с цифровым считыванием устанавливаемого сопротивления, серии AL910 и MF910 фирмы MegaTron. Обычно эти потенциометры выводятся на лицевую панель модуля с отградуированным положением ручек. В некоторых модулях на лицевой панели устанавливаются разъемы для задания порогов от внешнего источника, например, чтобы обеспечить программируемость порогов с помощью цифроаналогового преобразователя.

Рис. 3.9. Дифференциальный дискриминатор с формированием сигналов для схемы антисовпадений (а) и временные́ диаграммы (б)

При работе схемы (см. рис. 3.7,а) с реальными сигналами длительность импульсов на выходе дискриминатора верхнего уровня

113

всегда меньше длительности импульсов на выходе дискриминатора нижнего уровня (рис. 3.9,б). Это приведет к неправильному функционированию дифференциального дискриминатора, появятся ложные срабатывания схемы антисовпадений. Чтобы избежать этого, для импульсов, амплитуда которых превышает UПОР.В, необходимо обеспечить полное перекрытие сигнала ДНУ сигналом ДВУ.

Типовое решение проблемы представлено на рис. 3.9,а. Факт превышения входным сигналом верхнего порога запоминается RS- триггером, устанавливающимся в состояние "1" (рис. 3.9,б). Импульс с дискриминатора нижнего уровня укорачивается формирователем Ф и с некоторой задержкой tЗ возвращает RS-триггер в нулевое состояние. Таким образом, укороченный сигнал ДНУ гарантированно перекрывается выходным сигналом запрета RS-триггера, на выходе схемы антисовпадений АС и, следовательно, на выходе одновибратора ОВ сигнал отсутствует.

3.3. Многоканальные амплитудные анализаторы с индивидуальными регистраторами в каналах

Логика антисовпадений, использованная в дифференциальном дискриминаторе, может быть распространена на многоканальную схему (рис. 3.10,а). Схема содержит n интегральных дискриминаторов (компараторов или триггеров Шмитта). Пороги соседних дискриминаторов отличаются на одинаковую величину UK, составляющую ширину канала (рис. 3.10,б). Выход каждого k-го дискриминатора (кроме первого и последнего) соединен с входом запрета

Рис. 3.10. Многоканальный амплитудный анализатор с пороговыми дискриминаторами (а) и временны́е диаграммы (б)

114

(k–1)-й схемы антисовпадений и с неинвертирующим входом k-й схемы антисовпадений. Таким образом, если от пришедшего сигнала сработало k–1 дискриминаторов (т.е. амплитуда входного импульса укладывается в k-й канал), то заблокированными окажутся k–1 схем антисовпадений. Пришедший сигнал через k-ю схему антисовпадений будет сосчитан k-м счетчиком.

Многоканальные анализаторы с пороговыми устройствами и схемами антисовпадений имеют обычно небольшое число каналов и поэтому они обладают низким амплитудным разрешением. Положительным их качеством является хорошее быстродействие. Серьезные недостатки этих устройств – значительная неоднородность и нестабильность ширины каналов. Существенно улучшить однородность и стабильность ширины каналов позволяет метод добавочного импульса (метод Гатти (Gatti)).

Структурная схема анализатора, основанного на этом методе, приведена на рис. 3.11,а. Метод требует предварительного специального формирования исследуемого входного сигнала. Сначала

Рис. 3.11. Многоканальный амплитудный анализатор, основанный на методе добавочного импульса (а) и временны́е диаграммы (б)

входному сигналу с помощью линейного расширителя (стретчера) придают П-образную форму. Затем на вершину этого П-образного импульса вблизи его заднего фронта добавляют импульс со стабильной амплитудой U (рис. 3.11,б). Сформированный таким образом импульс поступает на входы дискриминаторов, которые при срабатывании выдают короткие логические сигналы с длительностью, меньшей длительности добавочного импульса. Последующие

115

схемы совпадений из всех срабатываний выберут только то, которое произошло в момент t1, соответствующий переднему фронту добавочного импульса. Очевидно, что порог дискриминатора, сработавшего в момент t1, удовлетворяет условию

U m U пор U m ∆U,

где Um – амплитуда исследуемого сигнала. Именно в канальном счетчике, соответствующем этому дискриминатору, будет зафиксирован пришедший анализируемый импульс.

Таким образом, фактически ширина канала анализатора определяется амплитудой добавочного импульса UK= U – единым эталоном для всех каналов. Чтобы импульсы, попадающие между соседними порогами дискриминаторов, не регистрировались в двух или нескольких каналах, амплитуда добавочного импульса должна быть меньше разности этих соседних порогов:

∆U Uпор( k 1) U пор k .

При выполнении этого неравенства часть анализируемых сигналов будет потеряна, но потери не влияют на вид спектра, а только увеличивают время его набора. Число каналов рассмотренного анализатора, как и в предыдущей схеме, ограничивается достижимой стабильностью порогов дискриминаторов. Действительно многоканальные приборы с числом каналов, исчисляемым тысячами и десятками тысяч, строятся на основе многоразрядных амплитудноцифровых преобразователей. Перейдем к их рассмотрению.

3.4. Спектрометрические амплитудно-цифровые преобразователи

3.4.1.ХАРАКТЕРИСТИКИ И ОСНОВНЫЕ ТРЕБОВАНИЯ

КСАЦП

Амплитудно-цифровые преобразователи для спектрометрии ядерных излучений отличаются от аналого-цифровых преобразователей общетехнического назначения как особенностями построения, так и применяемой терминологией и характеристиками. Спектрометрические АЦП (САЦП) обычно имеют дополнительно в своем составе схему определения импульса, выделения анализируемо-

116

го диапазона амплитуд, схему линейного пропускания, зарядноразрядное устройство для запоминания измеряемой амплитуды.

Разность двух соседних уровней квантования, именуемая в обычных АЦП квантом или единицей (весом) младшего разряда, в спектрометрии определяется как ширина канала. Для характеристики уровня шумов вместо среднеквадратического отклонения шума используется понятие профиля канала, которое вводится как зависимость вероятности регистрации импульса в данном канале от амплитуды этого импульса (рис. 3.12). В идеальном случае это был бы график прямоугольной функции: если амплитуда импульса на-

		ходится			внутри		канала,
		вероятность				регистрации
		равна единице, а если вне
		канала – равна нулю. В
		реальности				собственный
		шум АЦП размывает гра-
		ницы канала. В справоч-
		ных данных на САЦП ка-
		чество			профиля		канала
		оценивается по протяжен-
		ности плоской вершины на
Рис 3.12. Профиль канала САЦП
		уровне		вероятности реги-
		страции, равном 0,9.
		Важными			характеристиками,
	определяющими качество САЦП,
	являются		также интегральная					и
	дифференциальная нелинейности.
	Под интегральной нелинейностью
	понимается			отношение			макси-
	мального		отклонения реальной
	измерительной характеристики от
	аппроксимирующей					прямой		к
Рис. 3.13. К определению интеграль-	полной шкале (рис.					3.13),	причем
ной нелинейности	аппроксимирующая					прямая про-
	водится		таким		образом,		чтобы

отклонения от нее были минимизированы по методу наименьших квадратов. Интегральная нелинейность характеризует погрешность

117

энергетической шкалы спектрометра. Например, чтобы положение пика в спектре определялось с точностью до одного канала прибором с 8192 каналами, интегральная нелинейность должна быть не хуже 0,012%.

Дифференциальная нелинейность характеризует неоднородность ширин каналов АЦП и определяется соотношением

KД	Hi	H	100%,

H

где Hi – ширина i-го канала; H – усредненная по всей шкале ширина канала. Таким образом, дифференциальная нелинейность является дискретной функцией номера канала, но в справочных данных на САЦП указывается ее максимальное значение. Требование по дифференциальной нелинейности к спектрометрическим АЦП (САЦП) несоизмеримо жестче, чем к АЦП общетехнического назначения.

Действительно, специфика применения САЦП состоит в том, что его выходные коды являются адресами каналов накопителя (запоминающего устройства), в котором набирается амплитудный (энергетический) спектр. При этом достоверность количества отсчетов в том или ином канале, т.е. точность измерения интенсивности излучения в зависимости от его энергии, определяется двумя составляющими. Первая – статистическая погрешность

ηi 100/ Ni %, где Ni – число отсчетов в i-м канале накопителя.

Обычно стремятся получить статистическую погрешность порядка десятых долей процента. Так как число отсчетов в канале пропорционально ширине канала, то вторая составляющая ошибки – дифференциальная нелинейность. Чтобы сохранить точность измерений, необходимо обеспечить дифференциальную нелинейность преобразователя также на уровне нескольких десятых долей процента. При худших показателях страдает не только точность измерений, но в исследуемом спектральном распределении энергий излучения могут появиться ложные аппаратурные пики или провалы. Для сравнения, дифференциальная нелинейность АЦП общетехни-

118

ческого назначения нормируется в 0,5–1,0 единицы младшего разряда, т.е. 50–100%, что неприемлемо.

Учитывая сказанное, из множества разработанных для промышленной электроники методов аналого-цифрового преобразования в спектрометрии находят применение лишь некоторые из них. В основном используются АЦП с преобразованием Вилкинсона (Wilkinson D.H.) и АЦП поразрядного уравновешивания. В последнее время стали использоваться и параллельные АЦП, работающие с цифровыми сигнальными процессорами.

3.4.2. САЦП С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ВИЛКИНСОНА

Сущность преобразования, предложенного Вилкинсоном в 1950 г. и обеспечивающего малую дифференциальную нелинейность, иллюстрируется рис. 3.14. Измеряемый импульс заряжает

Рис. 3.14. Схема САЦП по методу Вилкинсона (а) и временны́е диаграммы его работы (б) за-

запоминающий конденсатор до амплитудного значения A. При этом на конденсаторе накапливается заряд Q = A·C. Затем происходит линейный разряд этого конденсатора постоянным током I. За время разряда T накопленный заряд уносится с конденсатора током

119

I и его величина Q = I·T, откуда: T = A(C/I). Этот временной́ интервал заполняется импульсами от генератора со стабильной частотой,

которые подсчитываются счетчиком. Число импульсов, фиксируемое при этом в счетчике, L = lm-1·2m-1+…+l2·22+l1·21+l0·20 = T·f = =A(C·f /I) – пропорционально амплитуде измеряемого импульса (f –

частота следования заполняющих импульсов генератора), а параллельный m-разрядный код ( lm-1…l2l1l0), считываемый со счетчика, является результатом преобразования и используется как адрес канала накопителя (запоминающего устройства).

Стабильность частоты f опорного генератора можно обеспечить очень высокой, используя кварцевую стабилизацию. Поэтому равномерность шкалы, т.е. одинаковость ширины всех каналов, фактически определяется одним общим эталоном – разрядным током запоминающего конденсатора, что и обеспечивает малую дифференциальную нелинейность. Недостатком преобразователя по методу Вилкинсона является сравнительно большое время преобразования, которое вместе с временем цикла записи кода в запоминающее устройство составляет мертвое время АЦП: TМ = TН +T +TЗУ, где TН – время нарастания импульса до максимума; T – время преобразования; TЗУ – время цикла записи. Обычно TН, TЗУ ≤ 1 мкс, время же преобразования T = L / f . Например, САЦП с числом ка-

налов 8192 и тактовой частотой 100 МГц имеет TМАКС = 81,92 мкс. Поэтому АЦП подобного типа применяются в основном в прецизи-

онных спектрометрических устройствах с относительно низкой (~ 104 с-1) скоростью счета, в первую очередь, в спектрометрах заряженных частиц малой и средней энергии с использованием полупроводниковых детекторов.

Рассмотрим подробнее структуру типового САЦП с преобразованием Вилкинсона (рис. 3.15). Дискриминатор нижнего уровня (ДНУ) определяет появление измеряемого сигнала и отсекает шумы. При срабатывании ДНУ появляется также сигнал на выходе «МВ» («мертвое время»), информирующий о занятости преобразователя. Кроме того, ДНУ совместно с дискриминатором верхнего уровня (ДВУ) образуют дифференциальный дискриминатор, определяющий диапазон регистрируемых амплитуд импульсов. Входной сигнал, амплитуда которого укладывается в выделенный диа-

120