Гаврилов Основы ядерной електроники ч.1 2010

На входе этого тракта используется быстрый формирующий усилитель БФУ, имеющий постоянные времени формирующих цепей гораздо меньшей, как уже отмечалось, величины по сравнению с соответствующими постоянными в основном ФУ. Режектор наложений (РН) определяет факты наложений импульсов, т.е. случаи, когда с детектора приходят сигналы, сдвинутые во времени на величину, меньшую, чем длительность импульса на выходе ФУ. При этом формируется сигнал запрета, поступающий на управляющий вход схемы линейного пропускания в составе АЦП. Таким образом, в зависимости от характера наложения, запрещается преобразование одного или обоих сигналов в АЦП, так как их амплитуда искажена наложением.

Цифровая стабилизация шкалы спектрометра ЦСт используется обычно в многоканальных системах, так как именно в них к стабильности спектрометрического тракта предъявляются повышенные требования. Действительно, если стабильность коэффициента преобразования всего спектрометра от входа усилителя до выхода

АЦП определять как KK , где K – коэффициент преобразования,

равный отношению номера канала к амплитуде сигнала, а – отклонение коэффициента преобразования, то для того, чтобы погрешность измерений не превышала 0,1 ширины канала, в

100-канальном приборе KK не должно превышать 0,1%, а в

1000-канальном – 0,01%.

Работа стабилизатора основана на привязке к искусственной или естественной спектральной линии. Первая формируется генератором импульсов точной амплитуды, вторая создается дополнительным реперным источником излучения. Эта калибровочная линия занимает определенное число каналов; ее положение на горизонтальной оси (оси амплитуд) зависит от стабильности всего спектрометрического тракта, включая АЦП анализатора. С увеличением коэффициента преобразования линия сдвигается вправо, а с уменьшением – влево. В ходе эксперимента время от времени положение калибровочной линии инспектируется. При обнаружении сдвига этой линии на выходе ЦСт образуется сигнал погрешности. Для стабилизации нуля шкалы спектрометра сигналом погрешности регулируется напряжение смещения компаратора АЦП. Наклон

41

шкалы (коэффициент преобразования) регулируется либо изменением тока, разряжающего запоминающий конденсатор АЦП (в преобразователях Вилкинсона), либо изменением коэффициента усиления ФУ.

Рассмотрим далее более подробно особенности всех перечисленных устройств спектрометрического тракта.

2.5. Зарядочувствительные предусилители

Как было показано в предыдущих разделах, наилучшим энергетическим разрешением обладают полупроводниковые детекторы, но амплитуды их выходных сигналов малы. Специально для работы с этим типом детекторов были разработаны предусилители, получившие название зарядочувствительные. Позже эти предусилители стали использоваться и с другими типами детекторов: пропорциональными и сцинтилляционными счетчиками, микроканальными пластинами и т.д. Учитывая их широкую распространенность, рассмотрим зарядочувствительные предусилители подробнее.

В схеме с интегрирующей цепью на входе обычного усилителя амплитуда импульса напряжения была бы равна

U ВХ Q / CВХ Q / CД ,

где Q – заряд, образованный на детекторе ионизирующей частицей, а СВХ равна сумме емкости детектора СД и емкости входа усилителя

СВХ УС: СВХ=СД+СВХ УС, и поскольку обычно СД СВХ УС, то СВХ СД.

Таким образом, для увеличения отношения «сигнал–шум» желательно иметь малую емкость детектора СД. Однако она должна оставаться много больше своего возможного отклонения. Между тем, емкость полупроводникового детектора, определяющаяся в основном емкостью обратносмещенного p-n перехода, заметно зависит

от смещающего напряжения: CД ~ 1 m EСМ , и флуктуации ЕСМ при-

ведут к изменениям UВХ, не позволяющим реализовать высокое амплитудное (энергетическое) разрешение полупроводникового детектора.

Поэтому схема предусилителя должна быть построена так, чтобы исключить влияние емкости детектора и входной емкости уси-

42

Рис. 2.6. Упрощенная схема зарядочувствительного предусилителя

лителя на величину сигнала. Такая схема с емкостной отрицательной обратной связью приведена на рис. 2.6.

Определим величину выходного сигнала схемы, полагая, что ионизирующая частица образует в детекторе заряд Q. Этот заряд распределяется между емкостью входа СВХ, которая, как и раньше, складывается из емкости детектора и входной емкости усилителя, и емкостью обратной связи СОС. Тогда

Q QВХ QOC CВХUВХ СОС (UВХ UВЫХ )

СВХ UВЫХ COC UВЫХ COCUВЫХ .

K K

Учитывая, что коэффициент усиления схемы без обратной связи делается достаточно большим ( К = 103…104 ), получаем

U ВЫХ			Q			Q		,	(2.1)
		CВХ	CОС
				CОС		C	ОС

K

где принято (СВХ +СОС)/К СОС. Таким образом, амплитуда сигнала на выходе предварительного усилителя определяется зарядом, образованным ионизирующей частицей в детекторе, и емкостью обратной связи

СОС и практически не зависит от емкости детекто-

ра. Емкость СОС должна иметь высокую стабильность, и обычно в качест-

ве этой емкости используется конденсатор с малой температурной зависимостью. Значение емкости СОС обычно составляет от десятых долей пикофарады до нескольких пикофарад, сделать ее меньше трудно, так как возрастет влияние паразитных емкостей.

Как правило, в зарядочувствительных усилителях параллельно конденсатору обратной связи СОС подключают резистор ROC. Этот резистор обеспечивает обратную связь по постоянному току и фактически является сопротивлением нагрузки детектора, определяю-

43

щим скорость восстановления потенциала на входе после регистрации частицы ( τВХ ROCCOC ). Обычное значение номинала рези-

стора ROC составляет от нескольких сотен килоом до 109 Ом. Рассматривая заряд Q, снимаемый с детектора, в качестве вход-

ной величины, коэффициент передачи зарядочувствительного усилителя можно представить в виде

KQ = UВЫХ /Q = 1/COC. (2.2)

Этот коэффициент передачи получил название зарядовая чувствительность усилителя и является специфицируемой характеристикой схемы. Поскольку конечным результатом измерений является энергетический спектр, то чаще указанную характеристику приводят, прибегая к единицам измерения энергии. Учитывая, что при полном сборе заряда в детекторе Q = eE /ω , можно записать:

KE UВЫХ /E е /(ω СОС ),

(2.3)

где e – заряд электрона, E – энергия регистрируемой частицы, ω – энергия ионизации, требуемая на создание электронно-дырочной пары в детекторе. В справочных данных чувствительность KE приводят в мВ/МэВ. Например, чувствительность предусилителя с СОС =1 пФ, подсоединенного к Si детектору, составляет

KE=1,6×10-19/(1×10-12×3,62)=44 мВ/МэВ.

Важнейшими характеристиками предусилителя, определяющими разрешение спектрометра в целом, являются его шумовые параметры. Подробнее шумы в спектрометрическом тракте будут рассмотрены в следующих разделах, здесь лишь введем определения нормируемых справочных шумовых параметров. Обычно указывается либо зарядовый, либо энергетический эквивалент шума (чаще – оба). Эквивалентный шумовой заряд, приведенный ко входу предусилителя, представляет собой входной заряд, вызывающий на выходе среднеквадратическое шумовое напряжение, равное реальному значению. Очевидно, что зарядовая чувствительность усилителя одинакова для полезного и для шумового сигналов, поэтому

		2 / KQ .
QШ U Ш.ВЫХ			(2.4)

Аналогично можно определить эквивалентную шумовую энергию, но обычно это шумовое размытие спектральной линии указы-

44

Рис. 2.7. Типичная шумовая характеристика зарядочувствительного предусилителя

вается как полная ширина энергетической спектральной линии на полувысоте, поэтому

		2 / KE .
EШ 2,36 U Ш.ВЫХ			(2.5)

Среди факторов, существенно влияющих на шумовые свойства предусилителя, состоит и суммарная емкость, подключенная ко входу. Типичная зависимость энергии шума от суммарной емкости на входе предусилителя показана на рис. 2.7. Такие зависимости либо приводятся полностью изготовителями схемы в спецификации к ней,

либо дается аппроксимация:

Q

Q

dQШ

C

;

(2.6)

Ш

Ш0

dC

E

E

dEШ

C

,

(2.7)

Ш

Ш0

dC

где QШ0 и EШ0 – шумовой заряд и шумовая энергия при нулевой емкости, а dQШ/dCΣ и dEШ/dCΣ – наклон шумовой характеристики. Указанные параметры аппроксимации и регламентируются.

Шумы предусилителя не только влияют на энергетическое разрешение, но и ограничивают временное разрешение. Действительно, если к выходу зарядочувствительного усилителя, кроме спектрометрического канала, подключается еще и временной, то предельное временное разрешение составит

tР		dUВЫХ dt ,	(2.8)
	U Ш.ВЫХ

где (dUВЫХ/dt) – скорость изменения выходного напряжения на уровне порога дискриминатора временной отметки. Чем больше эта скорость, тем выше временное разрешение. Для оценок может

45

быть использовано регламентируемое время нарастания выходного импульса.

Некоторые производители приборов ядерной электроники в паспортных данных на зарядочувствительные предусилители указывают параметры, позволяющие оценивать предельную входную загрузку (максимальную интенсивность поступления импульсов пуассоновского потока с детектора).

Рис. 2.8. Принципиальная схема зарядочувствительного предусилителя

Один из классических вариантов зарядочувствительного усилителя приведен на рис. 2.8. Съѐм сигнала в данном случае осуществляется с того же электрода детектора, на который подается высоковольтное питание. Поэтому связь детектора со входом усилителя выполнена через высоковольтный разделительный конденсатор С1. Разделительный конденсатор охватывается петлей емкостной обратной связи СОС. Это уменьшает ошибку, связанную с перезаря-

46

дом разделительного конденсатора и наличием емкостного делите-

ля, образованного С1 и СВХ.УС.

Для обеспечения малого уровня шумов входной каскад усилителя выполнен по каскодной схеме, состоящей из полевого транзистора Т1 и биполярного транзистора Т2, включенного с общей базой. Такое решение позволяет получить высокий коэффициент усиления на одном каскаде, а за счет предельной нейтрализации эффекта Миллера и широкую полосу пропускания. Нейтрализация данного эффекта еще и снижает высокочастотные шумы.

С коллектора Т2 сигнал через буферную схему на Т3 поступает на выходной эмиттерный повторитель Т4. Каскад на Т5 представляет собой генератор режимного тока для Т4. Такой способ задания режима повышает линейность повторителя, его входное сопротивление. Кроме отрицательной обратной связи через СОС, RОС, с выхода эмиттерного повторителя в коллекторную цепь Т2 заводится положительная обратная связь через С4. Это позволяет существенно поднять коэффициент усиления схемы с разомкнутой отрицательной обратной связью. Впрочем, нужно сказать, что применение положительной обратной связи имеет и недостатки: такой усилитель сложнее в настройке и склонен к возбуждению.

В настоящее время собственно предусилитель часто изготавливается в виде гибридной ИС, имеются также варианты монолитного исполнения (см. табл. 2.1). Обычно предусматривается возможность регулирования постоянной времени СОСRОС. В некоторых ИС предполагается использование внешнего (навесного) головного полевого транзистора. Это позволяет адаптировать схему к разным типам детекторов. Кроме того, при работе с охлаждаемыми детекторами дальнейшего снижения шумов предусилителя можно добиться, охлаждая головной полевой транзистор вместе с детектором в одном криостате. Имеется и вариант схемы с внутренним (встроенным) охлаждаемым полевым транзистором. На рис. 2.9 показана структурная схема такого усилителя, предлагаемого фирмой AMPTEK Inc. Термоэлектрическое охлаждение (ТЭО) до температуры −500С осуществляется двухкаскадным модулем Пельтье. Охладитель выполнен в виде гибридной ИС, содержащей три полевых транзистора: два – для детекторов с малой емкостью и один – для детекторов с большой емкостью. Предусилитель позиционирован

47

									Таблица 2.1
				Зарядочувствительные предусилители
					Шум		Зарядовая
					при Свх
				Макс. ампл.		Наклон шум.	чувствит.,	Интегр.	Время нарас-
					= 0
		Модель	Фирма	вых. сигнала		характеристики,	мВ/МэВ	нелин.,	тания,
					(τ, мкс),
				B		эВ/пФ	(В/пК)	%	нс
					кэВ
		ПУГ-01	НПЦ Аспект	±3	0,8(2)	45	300	–	30
		2002 (Ge)	CANBERRA	±10	0,6(4)	15	100	±0,05	20
	48
		2004 (Si)	CANBERRA	±10	2,8(2)	8	9 (0,2)	±0,02	20
		2007b (NaI)	CANBERRA	10	1,2·10-15 Кл	–	(4,5·10-3)	±0,04	20
		142A				18	45		12
		142B	ORTEC	±7	1,6	14	20	±0,03	25
		142C				12	20		20
		A250	AMPTEC	±2,8; –4,6	1,2	15	44	±0,03	4,5(100 пФ)
		A250 CF	AMPTEC	±4	0,67	13	220	±0,03	15

исключительно малошумящим общего назначения: может работать с детекторами, обладающими как малой, так и большой собственной емкостью. Характеристики его приведены в табл. 2.1.

Рис. 2.9. Зарядочувствительный предусилитель с термоэлектрическим охлаждением головного транзистора: 1 – переключение типа связи с детектором (непосредственная или через конденсатор); 2 – переключатели затворов; 3 – переключатели стоков; 4 – переключатели режимных токов стока; 5 – преобразователь напряжения; 6 – буферные каскады; 7 – гибридная ИС охладителя; Е – энергетический выход; Т – временной выход

Очевидно, что резистор RОС является источником теплового шума, на нем создается также нежелательное падение напряжения от протекания токов утечки детектора и затвора полевого транзистора. Кроме того, нужно отметить, что резисторы ROC с номиналом сопротивления в несколько гигаом трудно изготовить с постоянной величиной сопротивления в широком диапазоне частот. Начиная с нескольких килогерц, сопротивление начинает падать и при десятках килогерц уменьшается в несколько раз. Это приводит к увеличению уровня шума, так как при уменьшении сопротивления вклад шумов на этих частотах будет больше.

Чтобы еще уменьшить шумы и улучшить энергетическое разрешение, применяют схему с так называемой оптоэлектронной обратной связью (рис. 2.10). Здесь сопротивление ROC отсутствует, а между выходом и входом усилителя вводится оптическая связь. Для этого к выходу усилителя подключается через токозадающее

49

сопротивление R светодиод СД. Генерируемый им свет направляется на светочувствительную область затвор–канал полевого транзистора. Поскольку между интенсивностью свечения светодиода и протекающим через него током имеется линейная зависимость, то в цепи затвора полевого транзистора генерируется ток, пропорцио-

нальный току светодиода: iЗ ФiД , где Ф – коэффициент связи,

показывающий, какая часть светового потока от светодиода попадает в область затвор–канал. Если выходное напряжение предусилителя равно UВЫХ , то ток светодиода iД=UВЫХ /R, а соответствующий ему ток в цепи затвора полевого транзистора можно записать в виде

iЗ U ВЫХ Ф R U ВЫХ ROC .

		Таким образом, опто-
		электронная обратная связь
		действует	как	некоторое
		эквивалентное		сопротивле-
		ние обратной		связи	R	.
					OC
		Величину	этого сопротив-
		ления можно оценить, ис-
		пользуя типичные значения
		R = 100 Ом и коэффициента
		связи Ф от 10-6 до 10-10. Ре-
		гулировка коэффициента Ф
	Рис. 2.10. Зарядочувствительный	осуществляется диафрагми-
	предусилитель с оптоэлектронной
		рованием	светового потока
	обратной связью
		и изменением		расстояния
		между источником и			при-

емником света. Оценка показывает, что сопротивление R*ОС изменяется в пределах 108–1012 Ом. Эквивалентное сопротивление R*ОС в отличие от обычных резисторов не вносит дополнительных шумов и практически не зависит от частоты, так как светодиод имеет очень малое (около 10-8 с) время высвечивания.

Рассмотренная оптоэлектронная обратная связь позволяет значительно снизить шумы, однако она, как и предыдущие схемы, не обеспечивает полного восстановления исходных (базовых) потен-

50