Гаврилов Основы ядерной електроники ч.1 2010

пазон, через открытый линейный пропускатель ЛП заряжает

Рис. 3.15. Структурная схема типового САЦП с преобразованием Вилкинсона

запоминающий конденсатор зарядно-разрядного устройства до амплитудного значения. Момент достижения входным импульсом максимума фиксируется пиковым детектором, по сигналу которого управляющая логика закрывает линейный пропускатель, чтобы во

121

Рис. 3.16. Управление шкалой САЦП: дискриминация младших (шумовых) каналов с помощью ДНУ (а), сдвиг нуля (б), ограничение сверху анализируемого диапазона (в)

время анализа принятого импульса вновь приходящие импульсы не могли исказить результат измерения.

После заряда запоминающего конденсатора включается схема фазирования, которая синхронизирует начало линейного разряда конденсатора с первым импульсом хронирующего генератора G в адресной серии, уменьшая таким образом погрешность преобразования. Как уже отмечалось выше, импульсы хронирующего генератора, уложившиеся в интервал линейного разряда конденсатора,

подсчитываются счетчиком. Обычно в САЦП используется счетчик с предустановкой кода. Это позволяет осуществлять цифровой сдвиг нуля шкалы (рис. 3.16,б) с инкрементом в определенное число каналов (например, 128), а также сдвиг верхней границы числа используемых каналов (рис. 3.16,в). Кроме того, иногда исходное состояние счетчика устанавливается соответствующим некоторому отрицательному значению. Это делается для того, чтобы скомпенсировать избыток счета, возникающий из-за добавления к анализируемым амплитудам импульсов небольшого постоянного пъедестала.

Необходимость пъедестала вызывается стремлением уменьшить погрешность преобразования малых амплитуд, когда заметно сказывается нелинейность зарядного устройства.

122

Серийно выпускаемые САЦП имеют, кроме аналогового, еще логический вход, обычно обозначаемый как вход совпадений/антисовпадений (С/АС). Собственно выбор режима совпадений или антисовпадений осуществляется переключателем на лицевой панели модуля САЦП. Положительный логический импульс или постоянный уровень логической «1» на входе С/АС в режиме совпадений разрешает преобразование импульса, поданного на аналоговый вход, а в режиме антисовпадений – запрещает. Таким образом, с помощью некоторой логики предварительного отбора, оценивающей полезность очередного анализируемого импульса, можно разрешать или запрещать преобразование этого импульса. Для запрета, например, достаточно подать с устройства предварительного отбора отрицательный логический сигнал на вход С/АС, если у САЦП включен режим совпадений.

Помимо рассмотренного режима анализа амплитуд импульсов САЦП может работать также в режиме анализа медленно меняющихся или постоянных напряжений. В этом режиме переключатель входа С/АС обычно устанавливается в положение «Антисовпадения». Отрицательные логические импульсы, подаваемые на вход С/АС, будут осуществлять выборки медленно меняющегося или постоянного напряжения, присутствующего на аналоговом

входе.

Сердцевину схемы составляет зарядно-раз- рядное устройство. Рассмотрим отдельные его элементы подробнее (рис. 3.17). Операцион-

	Рис. 3.17. Схема зарядно-разрядного устройства	ный усилитель ОУ1 че-
	САЦП
		рез диод заряжает запо-

минающий конденсатор С. Повторитель напряжения на втором операционном усилителе ОУ2 практически не влияет на этот про-

123

цесс. Чтобы падение напряжения на диоде не приводило к ошибке преобразования, диод включен в цепь общей отрицательной обратной связи. Прямым падением напряжения на диоде в этом случае можно практически пренебречь, так как оно уменьшается в число раз, равное коэффициенту усиления при разомкнутой обратной связи. Поскольку ОУ1 работает на емкостную нагрузку, то возможно возникновение колебаний. Этот эффект устраняется с помощью демпфирующего резистора r или конденсатора обратной связи СОС (пунктир на рис. 3.17).

Пока идет заряд конденсатора С, управляемый генератор разрядного тока, реализованный на переключателе тока VТ1,VТ2, выключен (VТ1 – открыт, VТ2 – закрыт). Когда входной сигнал, достигнув амплитудного значения, начнет уменьшаться и станет меньше UC, ОУ1 попадет в режим отрицательного насыщения, диод VD1 закроется, цепь общей отрицательной обратной связи разомкнется. Сигналы, сформированные из выходного импульса ОУ1, поступают на схему фазирования и закрывают линейный пропускатель. Генератор разрядного тока включается схемой фазирования (VТ1 – закрывается, VТ2 – открывается), начинается линейный разряд конденсатора. Когда напряжение на конденсаторе UC достигнет нуля, ОУ1 выходит из насыщения. Соответствующим выходным перепадом ОУ1 через схему фазирования выключается генератор разрядного тока и прекращается счет импульсов хронирующего генератора.

Основные возможные погрешности преобразования связаны с неполным зарядом запоминающего конденсатора, утечкой заряда после запоминания амплитудного значения импульса, нестабильностью разрядного тока. Для того чтобы запоминающий конденсатор зарядился полностью до амплитуды анализируемого импульса, скорость изменения напряжения на конденсаторе должна успевать отслеживать скорость изменения входного сигнала. В данном случае скорость изменения напряжения на конденсаторе ограничивается либо паспортным значением скорости нарастания ОУ, либо максимальным выходным током ОУ: dUC /dt=IВЫХ /С. Сделаем приближенные оценки для квазигауссова импульса амплитудой 10 В, достигающего амплитудного значения за 2,3 мкс (при постоянной формирования 1 мкс). Это соответствует средней (заниженной)

124

Рис. 3.18. Схема фазирования на D-триггерах

скорости изменения входного сигнала 4,35 В/мкс. Следовательно, при емкости запоминающего конденсатора 10 нФ ОУ1 должен обеспечивать выходной ток IВЫХ≥43,5 мА.

Предположим, что время преобразования рассматриваемого импульса равно максимальному, которое мы уже оценивали для 13-разрядного САЦП с частотой хронирующего генератора 100 МГц и нашли равным 81,92 мкс. Потребуем, чтобы погрешность, вносимая утечкой заряда за это время, не превысила 0,1%:

(dUC/dt)TМАКС≤ 0,01 В, где dUC /dt=IУТ.Σ /С – утечка заряда. Утечка заряда происходит за счет входного тока смещения ОУ2, тока

утечки обратносмещенного диода и обратного тока коллекторного перехода VТ2. В нашем примере суммарный ток утечки не должен превышать 1,22 мкА. С уменьшением емкости запоминающего конденсатора облегчаются требования к уровню выходного тока ОУ1, но усугубляются требования к диоду и току смещения ОУ2. При очень низких значениях IУТ.Σ вклад в погрешность будет давать

и собственная утечка конденсатора. Завершая рассмотрение преобразователей по методу Вилкинсона, несколько слов нужно сказать по поводу схемы фазирования. На рис. 3.18 приведен один из возможных вариантов этой схемы на D-триггерах. Обычно осуществляется двукратное

фазирование (в некоторых приборах – трехкратное) из-за возможных флуктуаций фронта интервального импульса на D-входе. Фазирование основано на известном свойстве: первый же импульс, поступивший на счетный вход после изменения состояния D-входа, перепишет это новое состояние на выход. Для правильной работы данной схемы нужно, чтобы минимальная задержка триггера Т1 превышала разброс по времени срабатывания триггеров, а максимальная задержка того же триггера Т1 была много меньше периода хронирующего генератора.

125

												Таблица 3.1
		Основные параметры САЦП по методу Вилкинсона
						Нелинейность,			Температурная			Дрейф
			Число	Макс. ампл.	Тактовая				нестабильность,			за 24 ч,	Доп.
	Модель	Фирма		вх.сигнала,	частота,		%			%/ºС		% от
			каналов										данные
				В	МГц							полной
						Ки		Кд	нуля		наклона
												шкалы
	БПА2-97	СНИИП	8192–512	10	200	0,2		1,5	0,03		0,05	5×10–4	1
	БПА 04	НПЦ «Аспект»	8192–1024	10	100	0,04		1,0	-		0,01	-	2
	БПА-04Н												3
	АЦП-1К-В1	НПЦ «Аспект»	4096–1024	10	100	0,04		1,0	-		0,01	-	4
	АЦП-1К-В2												5
126
	АЦП-8К-В2												7
	АЦП-8К-В1	НПЦ «Аспект»	8192–2048	10	100	0,04		1,0	-		0,01	-	6
	АЦП-1К-В8	НПЦ «Аспект»	1024	10	100	0,04		1,0	-		0,01	-	8
	АЦП-USB-8К-В1	НПЦ «Аспект»	8192–2048	10	100	0,04		1,0	-		0,01	-	9
	8701	Canberra	8192–256	10	100	0,02		0,7	0,002		0,009	0,005	10
		Industries, Inc.				5			5
		Canberra				0,02			0,002
	AccuSpec	Industries,	8192–256	10	100			0,7			0,009	0,005	11
						5			5
		Inc.
	8077	Canberra	-	-	450	-		-	-		-	-	12
	8706	Industries, Inc.

Параметры некоторых серийно выпускаемых САЦП по методу Вилкинсона приведены в табл. 3.1. Дополнительные данные (последний столбец таблицы): 1 – в модуле применяется статистическое разравнивание ширины канала (см. раздел 3.4.3); 2 – модуль выполнен в конструктиве Евромеханика, содержит встроенные интерфейсы RS-232, RS-485, USB; 3 – модуль выполнен в конструктиве NIM, содержит встроенные интерфейсы RS-232, RS-485, USB; 4 – выполнен в виде PCI-платы в ПК; 5 – двухканальный, выполнен в виде PCI-платы в ПК; 6 – выполнен в виде PCI-платы вПК; 7 – двухканальный, выполнен в виде PCI-платы в ПК; 8 – восьмиканальный, выполнен в виде PCI-платы в ПК; 9 – выполнен в виде моноприбора со встроенным интерфейсом USB; 10 – модуль выполнен в конструктиве NIM; 11 – выполнен в виде PCI-платы в ПК; 12 – прочие сведения не найдены.

3.4.3. САЦП ПОРАЗРЯДНОГО УРАВНОВЕШИВАНИЯ СО СКОЛЬЗЯЩЕЙ ШКАЛОЙ

Стремление поднять входную загрузку спектрометрических трактов заставляет разработчиков аппаратуры все чаще обращаться к быстрым методам амплитудно-цифрового преобразования, к числу которых относится и поразрядное уравновешивание. В иностранной литературе этот метод обычно называют последовательным приближением. В настоящее время имеется широкий выбор БИС АЦП такого типа. Однако, как уже отмечалось в разделе 3.1, дифференциальная нелинейность этих АЦП неудовлетворительна для задач спектрометрии (50% вместо допустимого 1%). Решением проблемы является дополнение схемы элементами, позволяющими реализовать так называемый метод скользящей шкалы. Этот метод, предложенный Гатти еще в 1963 г., дает возможность значительно улучшить однородность ширины каналов и довести дифференциальную нелинейность преобразователя до значений, не превышающих 1%.

Кратко рассмотрим сначала собственно АЦП поразрядного уравновешивания, упрощенная структурная схема которого приведена на рис. 3.19. Схема содержит компаратор К, цифроаналоговый преобразователь ЦАП с источником опорного напряжения UОП, регистр последовательных приближений РПП, логику управления

127

ЛУ, тактовый генератор и регистр результата РР с выходными формирователями. Амплитуда измеряемого импульса должна быть запомнена и сохраняться на входе АЦП все время преобразования, поэтому на входе необходима схема выборки-хранения или линейный расширитель (пиковый детектор со сбросом).

По сигналу “Начало преобразования” сбрасывается в нуль регистр результата и все разряды регистра последовательных приближений за исключением старшего разряда, устанавливаемого в “1”. Единичному состоянию старшего разряда РПП соответствует

Рис. 3.19.Структурная схема АЦП поразрядного уравновешивания

выходное напряжение ЦАП, равное половине от максимального значения. В первом такте на компараторе именно с UMAX /2 сравнивается амплитуда входного сигнала. Если она окажется больше UMAX /2, то на выходе компаратора устанавливается низкий потенциал, а если UВХ < UMAX /2, – высокий. Новое состояние старшего

128

разряда РПП определяется результатом сравнения: при низком уровне на выходе компаратора в старшем разряде сохранится значение “1”, а при высоком – старший разряд сбрасывается в “0”. Одновременно в состояние “1” переводится разряд, предшествующий старшему. Таким образом, во втором такте амплитуда входного сигнала сравнивается либо с UMAX /2+ UMAX /4, если на первом такте она была больше UMAX /2, либо с UMAX /4, если имело место обратное неравенство. В зависимости от результатов этого сравнения, т.е. от состояния выхода компаратора, по описанному выше алгоритму (рис. 3.20) пройдут остальные сравнения. Для n-раз- рядного АЦП (2n каналов) потребуется n тактов сравнения при любой измеряемой амплитуде. Это означает, что АЦП поразрядного уравновешивания имеет постоянное мертвое время, равное периоду тактового генератора, умноженному на число тактов сравнения.

Длительность такта определяется временем установления выходного напряжения ЦАП. Переключению старших разрядов РПП соответствует большее время установления, которое и ограничивает быстродействие преобразователя в целом. В современных быстродействующих АЦП ПУ компаратор заменяют скоростным параллельным АЦП (флэш-АЦП) небольшой разрядности. Это позволяет заметно сократить число тактов сравнения. Например, с помощью 6-разрядного параллельного АЦП, встроенного в 16-раз- рядный АЦП ПУ, в первом такте могут быть определены 5 старших разрядов, во втором такте – следующие 5 и, наконец, в третьем такте – оставшиеся 6. Таким образом, выигрыш в быстродействии достигается сокращением числа тактов сравнения с 16 до 3.

При высоких достижимых разрешении и быстродействии АЦП ПУ в спектрометрических приложениях нуждаются в улучшении дифференциальной нелинейности. Это можно сделать с помощью метода скользящей шкалы, называемого иногда методом статистического разравнивания ширины канала. Суть метода обычно поясняют на примере сортировки некоторых отрезков по их длине с помощью “плохой” линейки с неравномерно нанесенными делениями. Чтобы улучшить точность, процедура измерений организуется следующим образом. При каждом новом измерении нулевое деление линейки сдвигается на величину, равную среднему рас-

129

Начало
N, Umax, Uвх
B = Umax/2
R[1] := 1; i := 1; S := 0
	нет
I <= N - 1
	да
S := S + B
нет	да
Uвх > S
R[ i ] := 0; R[ i + 1] := 1
S := S – B
B := B/2
i	:= i + 1

Конец

Рис. 3.20. Алгоритм работы АЦП поразрядного уравновешивания

Рис. 3.20. Алгоритм работы АЦП поразрядного

стоянию между соседними делениями. Затем к результату очередного измерения добавляется (при сдвиге вправо) число сдвигов. Получается, что в каждом таком измерении используются разные участки линейки. Таким образом, после М сдвигов можно говорить об эффективном расстоянии между делениями, равном средней величине по использованной части линейки. После М-кратной сортировки линейка возвращается в начальное положение. При последующих измерениях она вновь сдвигается аналогичным образом. Если расстояние между соседними делениями линейки идентифи-

130