Гаврилов Основы ядерной електроники ч.1 2010

импульс облегчает решение проблем, связанных со сдвигом нулевой (базовой) линии.

При желании увеличить максимальную загрузку по входу приходится уменьшать постоянную формирования, чтобы избежать ухудшения энергетического разрешения из-за наложений импульсов. Однако при этом возрастает уровень шума. Кроме того, постоянные формирования становятся сопоставимы с временем сбора заряда, которое для полупроводниковых детекторов, например, заметно флуктуирует в зависимости от места регистрации частицы в объеме детектора. Так, при гамма-спектрометрии с германиевым детектором время сбора заряда может меняться от 100 до 200 нс для детектора малого объема и от 200 до 700 нс для детектора большого объема. В результате в таких же пределах будут меняться времена нарастания сигналов на выходе предусилителя, что при малых постоянных формирования (неполный сбор) приведет к флуктуациям амплитуды выходного квазигауссова или квазитреугольного сигнала. Этот механизм ухудшения энергетического разрешения получил название «баллистическая ошибка».

Проблему дальнейшего увеличения входной загрузки с нейтрализацией баллистического эффекта решают фильтры с переключаемыми параметрами, часто называемые фильтрами со стробируемым интегратором, а иногда – аналоговыми процессорами.

2.7.5. ФИЛЬТРЫ С ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫМИ ПАРАМЕТРАМИ

Фильтры с переключаемыми параметрами должны обеспечить, как это следует из предыдущего обсуждения, короткий выходной импульс без заметного ухудшения энергетического разрешения. Для этого в формирующий тракт вводятся ключевые элементы, т.е. осуществляется нелинейное формирование с сохранением амплитудной информации.

Упрощенная структурная схема одного из первых таких фильтров, названного аналоговым процессором, приведена на рис. 2.34. Там же даны и временны едиаграммы, поясняющие его работу.

Входной сигнал с предварительного усилителя (ПУ) поступает на интегрирующую RC-цепочку с некоторым запаздыванием, задаваемым моментом замыкания ключа К1. Это делается для исключения влияния времени сбора заряда в детекторе (фронта импульса

81

с выхода ПУ) на процесс последующего интегрирования. Одновременно с переключателем К1 замыкается и переключатель К2, а К3 размыкается. Поскольку интегрирование выполняется в 2 этапа, то форма выходного импульса до достижения вершины приближа-

Рис. 2.34. Структурная схема формирующего усилителя с переключаемыми параметрами (а) и временны е диаграммы б( ), поясняющие его работу

ется к идеальной (см. табл. 2.2) и, соответственно, коэффициент превышения шума лишь незначительно хуже: Ш=1,032. После окончания интегрирования (после размыкания ключей К1 и К2) интегратор на У2 еще некоторое время хранит результат, чтобы передать его на АЦП, и лишь после этого переключатель К3 снова замыкается.

Недостаток схемы – высокие требования к точности времени интегрирования. Небольшие флуктуации времен срабатывания ключей К1 и К2 приводят к значительному размытию регистрируемой амплитуды.

От этого недостатка свободен усилитель модели 673 фирмы ORTEC. Вообще говоря, это усилитель двойного назначения, способный работать как с низкой, так и высокой скоростью счета (за-

82

грузкой) в составе спектрометров энергии на базе германиевых детекторов. При работе с низкой входной загрузкой используется обычное формирование квазигауссова сигнала с постоянными времени от 0,25 до 6 мкс. При работе же с высокой загрузкой формирование выходного импульса осуществляется фильтром с переключаемыми параметрами (стробируемым интегратором). Его упрощенная структурная схема и временные диаграммы, поясняющие работу, представлены на рис. 2.35.

Рис. 2.35. Формирующий усилитель ORTEC 673 с переключаемыми параметрами (а) и временны диаграммы (б), поясняющие его работу

На первом этапе в формирующем усилителе (ФУ) синтезируется обычный квазигауссов импульс, но с меньшей постоянной формирования (диаграмма 2 на рисунке). Так, если при обычном формировании оптимальная постоянная составляет 2 мкс, то в данном случае используется постоянная, равная 0,25 мкс. В состав устройства управления (УУ) входит амплитудный дискриминатор, порог которого установлен чуть выше уровня шумов. Срабатывание дискриминатора от выходного импульса ФУ вызывает замыкание ключа К1 и размыкание ключей К2 и К3. Начинается интегрирование квазигауссова импульса. В отличие от предыдущей схемы описываемый усилитель не критичен к флуктуациям времени интегри-

83

рования на У2, так как в начале и конце интегрирования значение интегрируемой функции близко к нулю. Возвращение ключей в исходное состояние происходит с некоторой задержкой относительно момента окончания квазигауссова импульса, что позволяет устранить влияние флуктуаций его длительности и получить удобную для последующей оцифровки плоскую вершину.

Кроме управления ключами, устройство управления (УУ) выполняет еще функции режектора наложений, выдавая сигнал запрета регистрации (З) при наличии наложений импульсов. Предусмотрена блокировка устройства управления внешним сигналом блокировки (Бл) во время импульсного восстановления конденсатора обратной связи предварительного (зарядочувствительного) усилителя. Рассмотренная структура формирующего усилителя позволила увеличить загрузку по входу (интенсивность регистрации) в 4 раза: с 50×103 до 200×103 имп/с. Платой за это является ухудшение отношения «сигнал–шум», в основном, за счет высокочастотной составляющей спектра. Так, коэффициент превышения шума составил Ш=1,4 (а при обычном формировании гауссова сигнала, как это следует из табл. 2.2, =1,12). Правда, это ухудшение менее важно для достижения высокого энергетического разрешения, чем нейтрализация баллистического эффекта.

2.8. Защита спектрометрического тракта от амплитудных перегрузок

Под амплитудной перегрузкой следует понимать последствия появления в измерительном тракте импульсов с амплитудами, большими, чем те, на которые рассчитан тракт. Такая перегрузка может привести либо к повреждению отдельных элементов электронных схем, либо к искажению результатов измерений.

Что касается повреждений, то в первую очередь в защите нуждается входной полевой транзистор зарядочувствительного предусилителя. Он легко может быть поврежден высоковольтным разрядом статического электричества с рук оператора, подсоединяющего предусилитель к детектору. Возможно также аварийное попадание на вход высокого напряжения от высоковольтного питания детектора. Обычно защиту входа осуществляют с помощью диодных ограничителей, подобных приведенным на рис. 2.36. Здесь пред-

84

ставлен фрагмент уже упоминавшегося усилительного микромодуля РА3200, содержащий предусилитель с двусторонними диодными ограничителями. От наводок на оплетке кабеля, соединяющего предусилитель с детектором, двусторонним диодным ограничителем защищен и ввод заземления.

Рис. 2.36. Диодная защита входа предусилителя

Амплитудные перегрузки, приводящие к искажению результатов измерений, проявляются в усилительном тракте. Коэффициент усиления усилительного тракта обычно настраивается так, чтобы регистрируемые сигналы исследуемого процесса не выходили за пределы динамического диапазона усилителя. Однако процессы, сопутствующие исследуемому, могут привести к появлению импульсов больших амплитуд, не укладывающихся в линейную область амплитудной характеристики и вызывающих перегрузку усилителя. Такая ситуация наблюдается, например, при исследовании излучения низкой энергии в присутствии компонента излучения высокой энергии. Перегрузка проявляется блокировкой усилителя на некоторое время, при этом часть импульсов, следующих за перегружающим, теряется.

Действие перегрузки усугубляется при наличии связей по переменному току между усилительными секциями (рис. 2.37). При нормальной работе переходная CCRC-цепь рассчитывается на минимальные искажения усиливаемых импульсов. При этом обычно

rвых Rc rвх , и постоянные времени заряда и разряда емкости

CC одинаковы и равны:

τЗАР τРАЗР CС (Rc | | rВХ rВЫХ ) СC RC .

При поступлении импульса большой амплитуды входное сопротивление каскада B, как правило, резко уменьшается: r*ВХ << rВХ и r*ВХ<< RC . Разделительный конденсатор CC от импульса перегрузки

85

заряжается		теперь			с		малой		постоянной	времени
τ *	C	(r	r	*	) τ	ЗАР		. В результате емкость CC приоб-
ЗАР	C	ВЫХ	ВХ
ретает	значительный			заряд и			после окончания перегружающего

импульса медленно разряжается с постоянной τРАЗР . Таким обра-

зом, на входе каскада B образуется протяженный отрицательный выброс, приводящий к тому, что часть последующих анализируемых импульсов либо потеряется, либо будет измерена неправильно

(рис. 2.37,в).

Рис. 2.37. Переходная RC СC-цепь в усилителе (а); амплитудная характеристика усилителя и перегружающие импульсы (б); передача перегружающих импульсов (в)

Простейший способ уменьшить длительность выброса – включить параллельно резистору RC диод (см. пунктир на рис. 2.37,а), обеспечивающий быстрый разряд разделительного конденсатора в паузе между импульсами. В схемах, работающих с выбором полярности импульсов, удобен двусторонний диодный ограничитель, подобный показанному на рис. 2.36. Впрочем, он уместен и при униполярном входе, поскольку амплитуда отрицательного выброса может быть также достаточной для перегрузки последующих усилительных секций.

2.9. Защита спектрометрического тракта от частотных перегрузок

Частотные перегрузки представляют собой сдвиг уровня постоянной составляющей в усилительном тракте, выполненном со связями по переменному току. Такой сдвиг имеет место, когда интен-

86

сивность поступающих импульсов возрастает настолько, что разделительные конденсаторы, заряжаясь во время действия импульсов, не успевают разрядиться до потенциала базовой (нулевой) линии в паузах между импульсами. Из-за статистического характера поступления сигналов с детектора этот сдвиг еще и флуктуирует

Рис. 2.38. Смещение нулевого уровня в зависимости от входной загрузки

даже при постоянной интенсивности. На рис. 2.38 показано смещение и флуктуации базового (нулевого) уровня в зависимости от интенсивности поступления импульсов. Очевидно, что последующим АЦП, измеряющим амплитудные значения сигналов относительно нулевой линии, большинство сигналов, представленных на рис. 2.38, будет обработано неверно.

Сами высококачественные спектрометрические усилители обычно выполняются с непосредственными связями, но на входе содержат дифференцирующую цепь с нуль-полюсной компенсацией. Эта цепь и дает сдвиг уровня, который приходит на выход усиленным.

Схемы, предназначенные для стабилизации базовой (нулевой) линии, называются восстановителями постоянной составляющей (ВПС) или восстановителями нулевого уровня (ВНУ). Простейший ВПС (рис. 2.39,а) представляет собой пассивную двухдиодную схему. В отсутствие входного сигнала каждый из диодов проводит ток I, принудительно задаваемый генераторами токов. Если падения напряжения на диодах одинаковы, то на выходе удерживается нулевой потенциал.

Входной импульс любой полярности с амплитудой около 0,2 В или более запирает один из диодов, и конденсатор С начинает заряжаться током I. Заряд, накопленный в конденсаторе за время им-

87

пульса tИМП, составляет QИМП= ItИМП. По окончании импульса

Рис. 2.39. Восстановители постоянной составляющей: пассивный диодный (а), с диодами в цепи ОС ОУ (б)

конденсатор разряжается через сопротивления открывшихся диодов rд с постоянной времени 2rД C. В паузу между двумя соседни-

ми импульсами t tИМП заряд, стекший с конденсатора, равен

Qп U (t tИМП ) / 2rД . Здесь t 1/ n – средний интервал между соседними импульсами, обратно пропорциональный интенсивности их поступления п; U – среднее смещение нулевой линии в установившемся режиме при условии 2rД C 1/ n ; rД υT / I –

сопротивление открытого диода; υT 25 мВ – температурный потенциал при комнатной температуре.

Поскольку в установившемся режиме QИМП Qп , то

U 2υT ntИМП /(1 ntИМП ) .

При ntИМП 0,1 среднее смещение нулевой линии не превосходит

5 мВ, что при входном сигнале ВПС около 5 В дает относительное смещение не более 0,1%. При том же условии в схеме без ВПС относительное смещение нулевой линии: U /Um ntИМП , – соста-

вило бы около 10%. Недостаток схемы состоит в том, что при малых сигналах не происходит полного запирания диодов. Это

88

приводит к уменьшению измеряемых амплитуд и нелинейности передачи.

Некоторое улучшение параметров схемы ВПС достигается введением операционного усилителя (ОУ), уменьшающего эффективное сопротивление диода и зону нелинейности пропорционально коэффициенту усиления (рис. 2.39,б). Для нормальной работы этой схемы ОУ должен иметь большое входное сопротивление и малое, порядка нескольких ом, выходное.

		В последнее вре-
		мя широкое распро-
		странение			получили
		так	называемые ак-
		тивные		восстанови-
		тели постоянной со-
		ставляющей.				Суще-
		ствует		два		подхода
		к	их	построению:
		схемы		с	обратной
	Рис. 2.40. Гибридная ИС BLR1 активного	связью		и	коммути-
		руемые		(стробируе-
	восстановителя постоянной составляющей
		мые) схемы.				Проил-

люстрируем первый подход на примере гибридной ИС BLR1 фирмы AMPTEK Inc. (рис. 2.40). BLR1 представляет собой трансимпедансный усилитель с трансимпедансом около 17 мА/В и очень широкой полосой пропускания. Его выход может нагружаться на низкое сопротивление, так как имеется встроенный нагрузочный резистор 20 кОм. Низкочастотный коэффициент усиления составляет 17 мА/В×20 кОм = 340. Усиливаются, естественно, как полезные сигналы, так и сдвиг базовой линии. Чтобы минимизировать влияние на постоянную составляющую усиленных импульсов, используется диодный ограничитель на диодах Шоттки, ограничивающий амплитуды на уровне ±0,5 В. На выходе ВПС включен фильтр нижних частот, образованный внутренним резистором 10 кОм и полной емкостью конденсаторов (встроенного и внешнего, подключаемого к выводу 1 ИС). Выходной сигнал BLR1 подается на вход формирующего усилителя как сигнал обратной связи, минимизирующий сдвиг базовой линии на его выходе (см. рис. 2.31).

89

Рис. 2.41. Структурная схема коммутируемого восстановителя постоянной составляющей

Оценим эффективность рассмотренного ВПС. Предположим, что импульсы на выходе формирующего усилителя имеют длительность 1 мкс и следуют с интенсивностью 105 имп/с. Поскольку на выходе ВПС их амплитуда составляет 0,5 В, то сдвиг базовой

линии в этой точке будет равен: 0,5 (ntИМП ) /(1 ntИМП ) 56 мВ Это соответствует приведенному ко входу BLR1 (выходу формирующего усилителя) сдвигу базовой линии 56 мВ/340 ≈ 160 мкВ. Следует отметить, что при увеличении ntИМП диодами Шоттки может ограничиваться уже и усиленный сдвиг базовой линии. При этом теряются восстановительные свойства схемы (насыщение ВПС). Существуют и другие схемные варианты реализации канала обратной связи. Однако общий их недостаток – склонность к самовозбуждению при большом коэффициенте усиления формирующего усилителя.

Коммутируемый, стробируемый, времязависимый – это все названия восстановителя постоянной составляющей, принцип работы которого можно пояснить с помощью рис. 2.41. Ключ К должен поддерживаться разомкну-

тым, когда на выходе усилителя присутствует анализируемый импульс, и замыкаться во время паузы между импульсами. Таким образом, конденсатор СВПС практически не заряжается анализируемыми импульсами, а дифференцирующая цепочка СВПСRВПС активна только во время пауз между импульсами. Можно сказать, что такой восстановитель при любой интенсивности поступающих импульсов работает, как и в их отсутствии.

Эффективность коммутируемого ВПС ограничивается способностью схемы стробирования выделять импульсы на уровне, близком к базовой линии, и скоростью переключения. Поэтому в зависимости от выбранной схемы стробирования существует предел скорости счета, за которым эффективность ВПС быстро падает. В простейшей схеме ключом К управляет амплитудный дискримина-

90