Martynov_Sil-elektCh2_Invertory

где μmax – максимальное значение коэффициента модуляции, принято равным 0,9.

C учетом требования задания необходимо увеличить максимальное значение этого напряжения в 1,15 раза, т. е. максимальное значение напряжения на входе инвертора должно быть не менее 459 В

(Uп max ≥ 459 В).

Определим величину напряжения на выходе неуправляемого выпрямителя, Ud0, включенного между питающей сетью и входом инвертора напряжения:

Ud0 = kсхUc – 2 Uв.пр = 2,34 · 220 – 2 · 1,5 = 512 В,

где kсх – коэффициент преобразования схемы выпрямителя, равный 2,34, а напряжение фазы питающей сети в соответствие с заданием равно 220 В;

Uв.пр – прямое падение напряжения на открытом диоде выпрямителя.

С учетом возможного отклонения величины напряжения питающей сети, равного ±10 %, величина выходного напряжения выпрямителя может колебаться в пределах от Ud min = 0,9Ud0 = 463,5 В

до Ud max = 1,1Ud0 = 563 В.

Совершенно очевидно, что минимальное значение напряжения на выходе выпрямителя Ud min должно быть больше или равно максимальному напряжению на входе инвертора Uп max. Сравнивая рассчитанные значения Ud min и Uп max, можно видеть, что это условие выполняется и для согласования напряжения двигателя

снапряжением питающей сети не требуется устанавливать сетевой трансформатор. Таким образом, мы показали, что проектируемый преобразователь частоты может быть выполнен без сетевого трансформатора.

Определим номинальное значение коэффициента модуляции

сучетом того, что преобразователь частоты будет выполнен без сетевого трансформатора:

2

2

Uë N

2

µN =

=

2

×220

=0,7.

3×512

3UdN

Далее определим загрузку транзисторов и диодов обратного тока инвертора по току и напряжению c учетом значения μN.

В соответствие с формулой (72) максимальное значение коллекторного тока транзистора Iк max равно максимальному (амплитудному) фазному значению выходного тока инвертора. С учетом того,

111

что обмотки статора двигателя соединены в треугольник, выходной ток фазы инвертора равен линейному току двигателя, т. е.

Iф.и = Iл.дв = 3,9 А:

Iêmax =Iô.è m =2Ië.äâ =5,5 À.

Среднее значение тока диода обратного тока (IVD ср) определим по формуле (73):

I

æ

πµ

ö

5,5

æ

π×0,7

ö

ô m ç

cosϕ

÷

ç

÷

I

=

1-

÷

=

1-

0,54÷

=0,616 À.

VD ñð

2π

ç

4

íã÷

ç

4

÷

è

ø

2π è

ø

В диапазоне низких значений частоты выходного напряжения инвертора, когда значение коэффициента модуляции может находиться в пределах от 0,05 до 0,1, среднее значение тока диода обратного тока следует определять по формуле (73). Примем минимальное значение коэффициента модуляции равным 0,1:

IVD ср max = Iф m(1 – μ)/2 = 5,5(1 – 0,1)/2 = 2,5 А.

Для выбора диода обратного тока примем значение IVD ср max =

=2,5 А.

Сучетом рекомендуемого значения коэффициента запаса по току, равного 2, транзистор следует выбирать на ток не менее 11 А, а диод – на ток не менее 5 А.

Обратное напряжение на транзисторах и диодах обратного тока инвертора равно максимальному значению напряжения на выходе выпрямителя с учетом колебания напряжения питающей сети, т. е. равно 563 В. С учетом рекомендуемого значения коэффициента запаса по напряжению, равного 2, транзисторы и диоды инвертора следует выбирать на напряжение не менее 1140 В.

Транзисторы и диоды обратного тока можно выбрать по справочным данным, приведенным в конце учебного пособия. Из табл. 11 выбираем транзисторы типа PM15CZF120, параметры которых:

– максимальное напряжение сток-исток Uc-и = 1200 В; – максимальный ток стока Ic = 15 А;

– суммарное время включения и выключения tвкл + tвыкл =

=2,7 мкс.

Из табл. 16 выбираем диоды типа IDB09E120, параметры которых: – максимальное обратное напряжение Uобр max = 1200 В; – номинальное значение среднего тока IVD ср N = 9 А.

Далее определим загрузку диодов сетевого выпрямителя по току и напряжению [11].

112

Выпрямитель собран по трехфазной мостовой схеме, поэтому максимальное обратное напряжение на диодах выпрямителя определяется в соответствии с соотношением

Uобр max = 1,045Ud max = 1,045 · 563 = 588 В. Среднее значение тока диода выпрямителя

IV ср = 0,33IdN,

где IdN – среднее значение входного тока инвертора. Значение тока на входе инвертора Id определим по формуле

Id = 3Im1 cosϕíã = 3×5,5×0,54 =2,84 À.

π π

Таким образом, среднее значение тока диода выпрямителя Iв.ср = 0,33IdN = 0,9 А.

С учетом двойного запаса по току и напряжению диоды выпрямителя следует выбирать на ток не менее 2 А и напряжение не менее 1200 В.

Из табл. 16 выбираем диоды типа IDB04E120, параметры которых: – максимальное обратное напряжение Uобр max = 1200 В; – номинальное значение среднего тока IVD ср N = 4 А. Определим значение компенсирующего конденсатора, включен-

ного на вход инвертора, по формуле (77):

µI

ϕíã(1) -π/ 6

3

C

=

íã m

sin

=

2

2

0

f

DU

íåñ

c

=

3

×0,9×5,5

sin

57°-30°

=15×10-6 Ô.

2×2500×0,05×515

2

Выбираем компенсирующий конденсатор с двойным запасом по емкости, т. е. С0 = 30 мкФ на напряжение не менее 1200 В.

Выполним расчет конденсатора сглаживающего фильтра на выходе выпрямителя и сравним это значение с тем значением компенсирующего конденсатора, которое определено выше (С0 = 15 мкФ).

Примем амплитуду пульсаций выпрямленного напряжения

Uп = 0,1UdN = 0,1 · 515 = 51,5 В. Амплитуда выходного напряжения

Ud1m =2Uë.ñ =1,41×380=536 Â.

113

Величина емкости конденсатора фильтра должна быть такой, чтобы запасенной им энергии на интервале квантования выходного напряжения выпрямителя [Ткв = Тс/(kтm2) = 0,02/6 = 0,0033 с], было бы достаточно для питания нагрузки на этом временном интервале при условии провала амплитуды напряжения на величину, равную Uп, т. е.

		Ñ[Ud21m -(Ud1m				-DUï)2]	=Ð Dt		,		( 117)
			2			1 êâ
откуда требуемая величина емкости конденсатора фильтра
	2Ð1Dtêâ				2×840×3,3×10-4				-6
Ñ =				=				=10×10		Ô.	( 118)
	Ud21m -(Ud1m -DUï)2					5362 -4842
1

Сравним значения емкости конденсатора, рассчитанные по формулам (118) и (77). Эти значения оказались достаточно близкими. Окончательно принимаем решение по величине конденсатора на входе инвертора: С0 = 30 мкФ.

С учетом того, что отношение несущей частоты к модулирующей, ε = fнес/fмод = 2500/50 = 50, т. е. более 10, гармонический состав выходного напряжения инвертора можно определить, воспользовавшись графиками, приведенными на рис. 30. Наиболее сильно выраженными высшими гармониками являются гармоники, номера которых определяются по соотношениям: ν = 50±1, ν = 50±2, т. е. гармоники ν = 48, ν = 49, ν = 51 и ν = 52, относительная величина каждой из которых изменяется в зависимости от величины коэффициента модуляции μ так, как это показано на рис. 30.

4.3.Преобразователи частоты без звена постоянного тока

Впреобразователе частоты без звена постоянного тока электрическая энергия, потребляемая преобразователем из сети переменного тока, преобразуется в электрическую энергию переменного тока другой частоты, отличной от частоты питающей сети, без какоголибо промежуточного преобразования [3, 9].

Преобразователи частоты без звена постоянного тока (или ПЧ

снепосредственной связью цепей нагрузки и питающей сети – ПЧН) можно разделить на два подкласса:

– ПЧН с естественной коммутацией вентилей (ПЧНЕ); – ПЧН с искусственной коммутацией вентилей (ПЧНИ).

114

ПЧН с естественной коммутацией вентилей

Для управления ПЧНЕ находят применение два способа управления: совместный и раздельный.

Силовая схема однофазного ПЧНЕ аналогична схеме реверсивного вентильного преобразователя электропривода постоянного тока.

На рис. 50 приведена схема ПЧНЕ, преобразующего трехфазное напряжение питающей сети в однофазное напряжение. Схема содержит два трехфазных однотактных выпрямителя, включенных параллельно. Группу из трех вентилей, имеющих общий катод, называют «катодной», а группу с общим анодом – «анодной».

Рассмотрим принцип работы этого преобразователя.

При подаче импульсов управления на тиристоры Т2, Т4 и Т6 с углом регулирования 0°< α1 < 90° на нагрузке формируется положительная полуволна выходного напряжения. Длительность этой полуволны определяется длительностью интервала подачи импульсов управления на эти тиристоры. После прекращения подачи импульсов управления на тиристоры Т2, Т4, Т6 импульсы управления подают на тиристоры Т1, Т3, Т5 с тем же значением угла регулирования α1 и в течение такого же интервала времени, что и при подаче импульсов управления на тиристоры Т2, Т4 и Т6. На нагрузке формируется отрицательная полуволна выходного напряжения. Совершенно очевидно, что частота выходного напряжения меньше частоты напряжения питающей сети. Регулирование частоты выходного напряжения осуществляется путем регулирования интервала времени подачи импульсов управления на катодные и анодные группы вентилей при формировании положительной и отрицательной полуволн выходного напряжения. Величина выходного напряжения регулируется путем изменения угла управления α1.

		T1	T3	T5
A	T	a
				u2; f2
B			b	Ly
				Zнг
C				c
	0	T4	T6	T2
Рис. 50. Преобразователь частоты с непосредственной связью
и естественной коммутацией вентилей (ПЧНЕ 3/1)

115

Фазовая коммутация вентилей в одной группе, т. е. запирание одного вентиля и отпирание другого, происходит подобно переключению в трехфазной однотактной схеме выпрямления, без применения коммутирующих емкостей.

Для получения выходного напряжения, близкого к синусоидальному, иногда осуществляют управление вентилями со скользящим углом регулирования так, чтобы среднее за полупериод питающей сети значение напряжения изменялось в течение периода выходного напряжения по синусоидальному закону. Переключение от катодной группы к анодной целесообразно производить в моменты прохождения тока (а не напряжения) через ноль. В этом случае и активная, и реактивная энергии могут проходить через ПЧ в обоих направлениях. Это обстоятельство является одной из важных особенностей ПЧН.

Для получения приемлемой формы выходного напряжения частота питающей сети должна быть в несколько раз выше частоты выходного напряжения.

Совместный способ управления

При совместном способе управления управляющие импульсы поступают на тиристоры обеих вентильных групп одновременно. Причем, если на тиристоры первой вентильной группы поступают импульсы управления, соответствующие выпрямительному режиму (0о < α1 < 90о), то на тиристоры второй вентильной группы поступают импульсы управления, соответствующие инверторному режиму (90о < α2 < 180о). Значения углов α1 и α2 должны быть согласованы между собой. Условие согласования углов управления вентильными группами определяется соотношением [9]

α	= 180о – α = β .		(119)
2	1	1

Выполнение этого условия обеспечивает равенство средних значений напряжения на выходе вентильных групп и исключает возможность протекания уравнительных токов между вентильными группами.

Сумма углов регулирования обеих вентильных групп всегда должна быть равна 180о.

Путем циклического изменения углов регулирования тиристоров с определенной частотой при согласованном управлении в выпрямительном и инверторном режимах на выходе преобразователя будет получено переменное напряжение, амплитуда и частота основной гармоники которого определяются амплитудой и частотой сигнала управления (модулирующего сигнала) системы управле-

116

ния. На форму кривой выходного напряжения ПЧНЕ существенное влияние оказывает форма кривой модулирующего сигнала системы управления. Отметим, что и в этом случае, как и при управлении инвертором напряжения, модулирующий сигнал может иметь синусоидальную форму или форму «прямоугольного синуса».

Благодаря тому, что при совместном способе управления импульсы одновременно подаются на вентили обеих вентильных групп, ПЧ обеспечивает возможность работы на нагрузку с любым коэффициентом мощности. Это нетрудно установить из диаграммы (рис. 51), на которой построены кривые основных гармоник выходного напряжения и тока при активно-индуктивном и активно-ем- костном характере нагрузки.

При активном характере нагрузки кривая тока нагрузки совпадает по фазе с кривой напряжения нагрузки, т. е. угол нагрузки ϕнг = 0. Ток нагрузки протекает через вентили, работающие в выпрямительном режиме: на первом полупериоде (0 < ωt < π) – через вентили катодной группы, а на втором полупериоде (π < ωt < 2π) – через вентили анодной группы.

При активно-индуктивном характере нагрузки ток отстает от напряжения на угол ϕL. На интервале времени ϕL < ωt < (π + ϕL) рабочий ток протекает через тиристоры первой группы, работающий на интервале времени ϕL < ωt < π в выпрямительном режиме, а на интервале времени π < ωt < (π + ϕL), когда напряжение и ток нагрузки имеют противоположные знаки, – в инверторном режиме. Тиристоры второй группы также часть времени (интервал времени 0 < ωt < ϕL) работают в инверторном режиме, а на интервале времени (π + ϕL) < ωt < 2π – в выпрямительном режиме.

	i2c	u2	i2L
	u2
	i2
–ϕc	0 ϕL	π–ϕc π		π+ ϕL	ωt
					2π
Рис. 51. Временные диаграммы напряжения и тока нагрузки

117

При активно-емкостном характере нагрузки работа преобразователя протекает аналогичным образом с той лишь разницей, что тиристоры каждой группы вентилей вначале работают в инверторном режиме, а затем в выпрямительном.

Таким образом, ток нагрузки в каждый момент времени как бы сам выбирает необходимую группу тиристоров.

Как сказано выше, при согласованном управлении обеими вентильными группами в любой момент времени их средние значения напряжения равны между собой. Однако мгновенные значения напряжений различны. Вследствие этого во внутреннем контуре преобразователя действует знакопеременное напряжение, частота и амплитуда которого зависят от схемы преобразователя, числа фаз и частот питающей сети f1 и цепи нагрузки f2. Это напряжение принято называть уравнительным напряжением uур. Под воздействием этого уравнительного напряжения протекает уравнительный ток, для ограничения которого необходимо установить уравнительный реактор (Lур). Индуктивность уравнительного реактора приходится выбирать, исходя из двух противоречащих друг другу условий: удовлетворительного ограничения уравнительного тока Iур при приемлемой величине падения вторичного напряжения преобразователя (напряжения нагрузки) Iур:

L = (A1Uур)/(ω1Iур);	(120)
L = (А2 U2)/(ω2I2),	(121)

где А1 и А2 – коэффициенты, зависящие от принятой силовой схемы преобразователя; I2 – ток на вторичной стороне преобразователя (ток нагрузки).

Приравнивая правые части выражений, можно определить один из параметров (Iур или U2), задавшись значением другого параметра.

Раздельный способ управления

Для реализации раздельного способа необходимо в систему управления преобразователя установить быстродействующее бесконтактное переключающее устройство, которое в момент перехода тока нагрузки через ноль обеспечит снятие импульсов управления с тиристоров той группы, через которую до этого момента протекал ток нагрузки, с последующей подачей импульсов управления на тиристоры группы, вступающей в работу. Таким образом, при раздельном способе управления в любой момент времени импульсы управления поступают на вентили только одной группы и уравнительные токи отсутствуют, поэтому в ПЧНЕ с раздельным способом управления уравнительные

118

реакторы не нужны. Иногда с целью уменьшить высшие гармонические в кривой выходного напряжения целесообразно сохранить реакторы с относительно небольшой величиной индуктивности.

Рассмотрим принцип реализации раздельного способа управления на примере ПЧНЕ, схема которого приведена на рис. 50. Для этого воспользуемся временными диаграммами (рис. 52) с кривыми выходного напряжения u2 и тока i2. Здесь же показаны временные интервалы режимов работы вентильных групп. Анодная группа вентилей ВГ1 включает в себя тиристоры Т2, Т4, Т6, а катодная группа вентилей ВГ2 – тиристоры Т1, Т3, Т5. На временном интервале 0 < t < t1, на котором знаки выходного напряжения и тока положительны, на тиристоры ВГ1 подаются импульсы выпрямительного режима. На нагрузке формируется положительная полуволна выходного напряжения. Этот режим продолжается до момента t1. В момент времени t = t1 тиристоры вентильной группы ВГ1 с помощью системы управления переводятся в инверторный режим, в котором находятся до момента времени t = t2, соответствующего спаду тока нагрузки до нуля. В этот момент времени импульсы управления полностью снимаются с тиристоров вентильной группы ВГ1. Далее следует бестоковая пауза, интервал tп = t3 – t2. Эта пауза необходима для восстановления запирающих свойств тиристоров, после нее, в момент t = t3, управляющие импульсы, соответствующие выпрямительному режиму, начинают подаваться на тиристоры вентильной группы ВГ2 и т. д.

u2	ВГ1		ВГ2
i2		tп
	u2
	i2			t
	t1 t2 t3		t4 t5	T
	ВР–ВГ1 ИР–ВГ1 ВР–ВГ2 ИР–ВГ2
	Период выходного
		напряжения
	Рис. 52. Временные диаграммы,
поясняющие раздельный способ управления ПЧНЕ

119

В преобразователях с раздельным управлением обычно каждая полуволна выходного напряжения состоит из целого числа интервалов проводимости силовых вентилей преобразователя, вследствие чего частота выходного напряжения является величиной дискретной.

Определим связь частоты выходного напряжения f2 с частотой питающей сети f1 для ПЧНЕ, питающегося от m1-фазной сети переменного тока, воспользовавшись при этом временными диаграммами, приведенными на рис. 53, а.

Необходимым условием удовлетворительной работы ПЧНЕ, особенно при работе на асинхронную машину, является равенство длительностей полупериодов выходного напряжения. Для выполнения этого условия необходимо, чтобы длительность каждого из полупериодов выходного напряжения Т2/2 состояла бы из n интервалов длительностью Т1/m1 и одного интервала длительностью Т1/2, т. е.

Т2/2 = nТ1/m1 + Т1/2,

(122)

где Т1 – период напряжения питающей сети, Т1 = 1/f1; Т2 – период напряжения выходной сети, Т2 = 1/f2; n = 0, 1, 2, 3, … – последовательный ряд чисел.

Из (122) получим требуемое соотношение между частотами f2 и f1:

		f2 = f1m1/(2n + m1).		(123)
а) u	α		u2
			T1	ωt
0	T	T	T
	1/2	1/m	1/m
	uс	uа	ub
	T2/2		T2/2

б)			u2
				ϕп
			T1	ωt
ϕ	T1/m	T1/m	T1/m
	uс	uа	ub
	T2/2			T2/2

Рис. 53. Временные диаграммы выходных напряжений ПЧНЕ при алгоритме управления без паузы (а) и с паузой (б)

120