gos / Гетманов3
.pdfчения ПФ для синтезируемого ЦФ в виде модельной комплексной функции Hd (c, j T ). Далее в задаче синтеза задаётся эталонная комплексная ПФ H0 ( j ), которая должна быть аппроксимирована с помощью модельной ПФ Hd (c, j T ) синтезируемого ЦФ в заданной области частот, например для 0 f . Задача синтеза
состоит в подборе оптимального вектора параметров ЦФ c , который должен служить решением задачи аппроксимации эталонной комплексной функции H0 ( j ) с помощью модельной комплексной функции Hd (c, j T ).
Во многих практических случаях возможны ситуации, когда требуется решать задачу синтеза ЦФ, учитывая только АЧХ H0 ( j ) , ФЧХ при этом не принимается во внимание. В более об-
щем случае синтезируются одновременно заданного вида АЧХ и ФЧХ. Иногда при синтезе учитываются дополнительные требования на передаточную функцию. Например, требование на вид ФЧХ – обеспечение линейности ( ) а ; требования к величи-
нам порядков k, m для числителя и знаменателя ПФ; требования, предъявляемые к параметрам c C0 , для обеспечения устойчивости; иногда при синтезе может возникать требование к крутизне АЧХ (Дб/Гц) в некотором заданном диапазоне частот01 02 на основе обеспечения неравенства
dHd (c, j T ) / d .
Рассмотрим более подробно синтез ЦФ как задачу аппроксимации. Пусть задан диапазон частот ( 0 , f ), на котором рассматри-
вается построение ЦФ, определяется набор частот 0 , 1,..., N 1,f N 1, не обязательно распложенных равномерно, и в этих
частотных |
точках задаются значения эталонной ПФ H0 ( j i ), |
i 0, 1,..., |
N 1. |
Далее определяется модель ПФ Hd (c, j T ), зависящая от век-
тора параметров c. Модель для ПФ может быть задана двумя способами: на основе соотношения (6.2.2), выведенного из разностных уравнений
196
|
|
|
k |
|
|
|
|
|
|
|
ase j Ts |
|
|
|
|
H |
d |
(c, j T ) |
s 0 |
, |
сT (a ,..., a , b ,..., b ), |
||
|
|||||||
|
|
m |
|
0 |
k 1 |
m |
|
|
|
|
1 br e j Tr |
|
|
|
|
r1
ина основе соотношении (6.2.5), выведенного из представления
ПФ на комплексной плоскости
k
(z s )
Hd (с, j Т ) H0 z(m k ) s 1 m
(z r )
r 1
|
|
|
k |
|
|
|
|
|
(e j T s ) |
|
|
H |
0 |
z(m k ) |
s 1 |
, |
|
m |
|||||
|
|
|
|||
|
|
|
(e j T r ) |
|
r 1
сT (H0 , 1,..., k , 1,..., m ) .
В первом и втором случаях вектор c модели Hd (c, j T ) при фиксированных значениях порядков m, k имеет размерность m k 1.
Требование устойчивости цифрового фильтра |
|
r 1 |
|
, |
|
|
r 1,..., m, удобно сформировать из второй модели. Это требование эквивалентно назначению ограничения на параметры c C0.
Затем формируются разности комплексных передаточных функций H0 ( j i ), Hd (c, j iT ) и функционал S(c, H0 ), определяющий меру их близости
Hd (c, j iT ) H0 ( j i ) Hd (c, j iT ), i 0, 1,..., N 1,
N 1
S(c, H0 ) Hd* (c, j iT ) Hd (c, j iT ).
i 0
Построение ЦФ сводится к решению задачи аппроксимации, решаемой на основе нелинейного программирования:
с arg{min S(c, H0 )}.
c C0
Отметим, что сформулированная в общем виде подобная задача синтеза ЦФ может быть решена для БИХ-фильтров только в исключительных случаях из-за того, что формируемая модель Hd (c, j T ) зависит от вектора параметров c достаточно сложным
образом. Для КИХ-фильтров модельная Hd (c, j T ) линейно зави-
сит от вектора c, аппроксимационная задача сводится к решению системы линейных уравнений.
197
Следует иметь в виду, что предложенная постановка является полезной для формирования правильного подхода к задачам синтеза ЦФ.
6.3.3. Метод билинейного z-преобразования
Решение задачи построения ЦФ может быть достаточно просто и эффективно осуществлено на основе метода билинейного z-преобразования с использованием аналоговых фильтров-прото- типов. Рассмотрим основные соотношения для реализации указанного метода.
Заметим, что ПФ для аналоговых фильтров, являющаяся комплексной функцией, определена в верхней полуоси комплексной
плоскости в точках p j а , ПФ для ЦФ определена на точках
единичной окружности в точках z e j dT , где a , d – частоты
аналоговых и цифровых фильтров. Пусть реализуется перевод точек единичной окружности комплексной плоскости в точки верхней полуоси с помощью конформного отображения, называемого билинейным
p |
z 1 |
, |
z |
p |
, |
(6.3.1) |
|
z 1 |
p |
||||||
|
|
|
|
|
где играет роль масштабирующего множителя. Найдём связь аналоговых а и цифровых d частот для указанного преобразования
|
|
|
|
|
|
|
j dT |
j dT |
e |
j dT |
|
|
|||||
|
|
|
|
|
e |
2 |
e |
2 |
2 |
|
|
|
|||||
j e |
j dT |
1 |
|
|
|
|
|
|
j j tg d T . |
||||||||
|
|
|
|
|
, |
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
a |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
a |
|
|
e j d |
1 |
|
j dT |
j dT |
e |
j dT |
2 |
||||||||||
|
|
||||||||||||||||
|
|
|
|
|
e |
|
2 |
e |
|
2 |
2 |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
В дальнейшем будем полагать 1. С учётом введённой нормированной частоты w dT /2 запишем два варианта формул
для связи аналоговых и цифровых частот в результате билинейного преобразования переменных p и z:
a tg( dT /2), |
a tg( w) . |
(6.3.2) |
198 |
|
|
На рис. 6.3.3 изображён график нелинейной зависимости (6.3.2), связывающей аналоговые и цифровые нормированные частоты
и w.
Рис. 6.3.3. График нелинейной зависимости для аналоговых и цифровых частот и w
Исходя из предлагаемого перевода частот по формуле (6.3.2), вытекающей из билинейного z-преобразования (6.3.1), может быть предложен метод преобразования ПФ аналоговых фильтровпрототипов в ПФ для ЦФ. В заданной ПФ аналогового фильтрапрототипа, зависящей от оператора Лапласа p, сделаем формальную замену переменной p в ПФ аналогового фильтра Ha (c, p) с
помощью рассматриваемого билинейного преобразования. Получим ПФ цифрового фильтра Hd (c, z) , которая зависит от оператора z:
Hа c, p z 1 Hd (c, z) . z 1
Очевидно, что общий вид АЧХ ЦФ будет совпадать с АЧХ аналогового фильтра прототипа, изменится только масштаб по оси частот в соответствии с выведенными формулами (6.3.2) связи аналоговых и цифровых частот.
Рассмотрим пример АЧХ H ( j ) аналогового фильтра второго порядка в виде колебательного звена H ( p) :
199
|
2k |
0 |
|
|
|
|
2k |
|
||
0 |
|
|
|
|
0 |
0 |
|
|
||
H ( p) |
|
, |
H ( j ) |
|
|
|
|
. |
(6.3.3) |
|
|
p2 2 p 2 |
|
|
( 2 |
2 )2 |
(2 )2 |
|
|||
|
|
0 |
|
|
0 |
|
|
|
|
На рис. 6.3.4 изображена АЧХ для рассматриваемого аналогового фильтра для численных значений 0 5; 0,9; k0 2,6. Применим к ПФ H ( p) (6.3.3) аналогового фильтра-прототипа билинейное преобразование, получим ПФ для ЦФ Н (z), H (z 1) :
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2k |
0 |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
H (z) |
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
z 1 |
2 |
|
|
z 1 |
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
z 1 |
2 |
|
|
z 1 |
2 |
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2k |
0 |
(z 1)2 |
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
, |
|
|
|
||||
|
(z 1)2 2 (z 1)(z 1) 2 (z 1)2 |
|
|
|
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
H (z 1) 2k |
|
|
|
|
|
|
|
|
z 2 2z 1 1 |
|
|
. (6.3.4) |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
0 0 z 2 (1 |
2 2 ) z 1( 2 2 2 ) (1 2 2 ) |
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
0 |
|
|
||
Так как z 1 e j2 w , |
то на основе (6.3.4) может быть вычислена |
||||||||||||||||||||
АЧХ для ЦФ |
H (w) |
. |
На рис.6.3.4 изображён график |
H (w) |
в зави- |
симости от нормированных частот 0 w 0,5. Процедура перевода АЧХ аналогового фильтра-прототипа в АЧХ ЦФ с помощью билинейного преобразования иллюстрируется на рис. 6.3.4. Возьмём некоторые частоты 1,557 и w 0,331, которые связаны с помощью формулы (6.3.2) (см. рис. 6.3.3). Видно, что применённое билинейное преобразование меняет только масштаб кривых АЧХ, поскольку H ( j ) H (w) .
Рис. 6.3.4. Перевод АЧХ аналогового фильтра в АЧХ цифрового фильтра с помощью билинейного преобразования
200
Рассмотрим этапы метода билинейного преобразования для задачи синтеза ЦФ. В этом методе назначаются последовательность характерных частот di для синтезируемого ЦФ (в частном случае это могут быть частоты среза), последовательность характерных
значений АЧХ ЦФ Hi |
|
Hd ( j diT ) |
|
, |
i 1,..., m, интервал дискре- |
|
|
тизации T и задаётся ПФ аналогового фильтра-прототипа Hа (c, p),
зависящая от вектора параметров сТ (c ,..., c |
). С использовани- |
|||||
1 |
m |
|
|
|
||
ем Hа (c, p) формируется функция АЧХ |
|
Ha (с, |
j ). |
|
|
|
|
|
На первом этапе на основе (6.3.2) характерные цифровые частоты di переводятся в характерные аналоговые частоты
ai tg( diT /2), i = 1, 2,…, m.
На втором этапе с помощью АЧХ Ha ( j ) аналогового фильт- ра-прототипа и последовательностей Нi , аi , i = 1, 2,…, m, записывается в общем случае нелинейная система уравнений, зависящих от параметров сi , i = 1, 2,…, m:
H1 H (c1,..., cm , a1,..., am ),
H2 H (c1,..., cm , a1,..., am ),
Hm H (c1,..., cm , a1,..., am ).
Решение этой системы, например, подходящим численным методом, позволяет найти параметры сТ (c1,..., cm ) аналогового фильтра-прототипа
сi с(Н1,..., Нm , a1,..., am ), i 1,..., m,
и на их основе полностью определить ПФ Hа (c, p) аналогового
фильтра.
На третьем этапе с помощью билинейного преобразования (6.3.1) ПФ Hа (c, p) полностью определённого аналогового фильтра переводится в ПФ ЦФ – формируется ПФ для синтезированного ЦФ в виде Hd (c, z), зависящая от оператора z, на основе которой формируется АЧХ ЦФ Hd (c, j T ) . Очевидно, для назначенных Нi , di синтезированный ЦФ должен обеспечить выполнение соотношений Hi Hd (c, j diT ) , i 1,..., m.
201
Реализуем этапы задачи синтеза ЦФ низких частот с назначенными цифровой частотой среза cd и интервалом дискретизации T. Выберем апериодическое звено в качестве аналогового фильтрапрототипа. Передаточная функция Hа (c, p) и квадрат АЧХ для такого фильтра будут иметь вид
|
|
|
|
|
|
|
|
Hа ( p) |
1 |
|
, |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Tа р |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|||
H |
а |
(Т |
а |
, j ) |
|
2 |
|
|
1 |
|
|
|
1 |
|
. (6.3.5) |
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
(T ( j ) 1)(T ( j ) 1) |
T 2 2 |
1 |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
а |
a |
|
|
|
а |
|
|
На основе заданного значения цифровой частоты среза cd вычислим требуемую частоту среза для аналогового фильтрапрототипа ca , воспользуемся формулой (6.3.2)
ca tg(wcdT / 2).
Найдём параметр Та для аналогового фильтра-прототипа на основе найденной частоты среза сa :
|
H |
|
( j |
) |
|
2 |
|
1 |
|
1 1 , |
T |
|
3 |
|
. |
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
а |
cа |
|
|
|
T 2 2 |
1 2 2 |
a |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
а |
cа |
|
|
|
cа |
|||
Благодаря найденному значению |
параметра Та |
ПФ аналогового |
фильтра-прототипа является полностью определённой. Сформируем ПФ для ЦФ путём подстановки билинейного пре-
образования в определённой ПФ аналогового фильтра-прототипа:
Hd (Та , z) |
|
1 |
|
|
|
|
|
z 1 |
|
||
|
|
z 1 |
|
|
Ta (z |
1) |
(z 1) |
||||
|
|
|
1 |
|
|||||||
|
Tа ( z 1) |
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
1 z 1 |
|
|
. |
|
(6.3.6) |
||||
(1 T )z 1 |
(1 T ) |
|
|||||||||
|
|
|
а |
|
|
а |
|
|
|
|
Запишем выражение для квадрата АЧХ синтезируемого цифрового фильтра
|
|
|
|
, j T ) |
|
2 |
|
|
|
1 e j T |
|
|
2 |
(6.3.7) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
H |
d |
(Т |
а |
|
|
|
|
|
. |
|||||
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
(1 |
T )e j T (1 T ) |
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
a |
a |
|
|
|
|
Разберём численный пример, зададим для синтеза ЦФ исходные значения cd 10,0 и T 0, 2. Применив (6.3.2), найдём частоту
202
среза аналогового фильтра-прототипа ca 1,557, на основе которой вычислим постоянную времени Ta 1,110. Далее ПФ (6.3.5) с
помощью подстановки билинейного преобразования переведём в ПФ ЦФ (6.3.6). На рис. 6.3.5 изображены функции АЧХ для синте-
|
Hd ( j T ) |
|
|
|
|
||
зированного ЦФ |
|
|
– |
сплошная кривая и |
аналогового |
||
фильтра-прототипа |
|
Hа ( j ) |
|
– |
пунктирная кривая, |
0 f , |
|
|
|
f 14,0. Видно, что аналоговый фильтр-прототип удалось с по-
мощью билинейного преобразования перевести в ЦФ с назначенной частотой среза.
Рис. 6.3.5. Синтез ЦФ низких частот
6.4. Синтез ЦФ Баттерворта
6.4.1. Аналоговый фильтр Баттерворта
Функция квадрата АЧХ для низкочастотного аналогового фильтра Баттерворта (АБФ), по определению, описывается выражением
H ( j ) |
|
2 |
|
|
1 |
|
, |
(6.4.1) |
|
|
|
||||||
|
|
|
|
2 N |
||||
|
|
1 |
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
са |
|
|
|
203 |
|
|
|
|
|
где N – порядок фильтра; са – частота среза. Из (6.4.1) следует,
что, действительно, H ( j cа ) 2 1 / 2. На рис.6.4.1 представлены графики функции квадрата АЧХ рассматриваемого АБФ для значе-
ний N1 5, N2 15, N3 40 и cа 12.
Рис. 6.4.1. Квадрат АЧХ низкочастотного аналогового фильтра Баттерворта
Из анализа графиков видно, что при увеличении порядка N в ок-
рестности |
са увеличивается |
крутизна АЧХ и в полосе частот |
|||||||||||||||||||||||||||
0 са |
|
АЧХ становится плоской. |
Продифференцируем функ- |
||||||||||||||||||||||||||
цию |
|
H ( j ) |
|
2 |
по , вычислим значение крутизны в точке |
|
: |
||||||||||||||||||||||
|
|
||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
са |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 N 1 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
2N |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
H ( j cа ) |
|
2 |
|
|
|
|
|
||
|
|
H ( j ) |
|
|
|
|
|
|
|
cа |
|
|
d |
|
|
|
N |
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
d |
|
|
|
|
|
( 1) |
|
|
cа |
|
, |
|
|
|
|
|
|
. |
(6.4.2) |
|||||||||
|
|
|
|
d |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 N |
|
|
|
|
d |
|
|
|
cа |
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
cа |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Для (6.4.2) можно заключить, что крутизна АЧХ для низкочастотного АБФ увеличивается при уменьшении частоты среза.
Рассмотрим нахождение передаточной функции H ( j ) для низкочастотного АФБ, который в дальнейшем будет служить
204
фильтром-прототипом. Для функции квадрата АЧХ (6.4.1) может быть записано очевидное равенство
H ( j ) 2 H ( j ) H ( j ) .
Сделаем необходимые выкладки:
H ( j ) |
|
2 |
|
1 |
|
|
с2N |
|
|
с2N |
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
1 |
2 N |
|
( )2N 2N |
|
|
|
(( )2 )N 2N |
|
|
|
|
|
|
|
|
cа |
|
|
|
cа |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
2 N |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
са |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2N |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
с |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
( 1)N 2N 2N |
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
cа |
|
|
и сформируем уравнение, которое позволит найти соответствующие полюса для АФБ:
( 1)N 2N 2N 0. |
(6.4.3) |
cа |
|
На основе анализа формулы (6.4.3) следует, что 2N комплексных полюсов для ПФ H ( j ) и H ( j ) располагаются на окружности
радиусом са . Основываясь на симметрии можно заключить, что N
полюсов расположены в левой полуплоскости, остальные N полюсов – в правой. Для того чтобы синтезируемый аналоговый фильтрпрототип был устойчив, выберем ПФ H ( j ) таким образом, чтобы
все её N полюсов расположились в левой полуплоскости. Соответственно, полюса цифрового фильтра Баттерворта (ЦФБ), который будет получен из аналогового с помощью билинейного z-пре- образования, будут располагаться внутри единичной окружности.
Вычисление полюсов связано с определением корней 2N-й степени из единицы. Отдельно разберём случаи нечётного и чётного N.
Если N – нечётное, то вычисление аналоговых полюсов с учётом (6.4.3) производится на основании следующей формулы:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
( 1)1/2N , |
||||
|
|
|
|
|
|
|
a |
|
cа |
|
|
|
|
из которой видно, |
что 2N полюсов ar |
представляются следую- |
|||||||||||
щим образом: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
2N |
|
2N |
|
|
|
|||
|
|
|
|
cos |
2 |
r j sin |
2 |
r |
|
, r |
0, 1,..., 2N 1. (6.4.4) |
||
ar |
|
|
|
|
|||||||||
|
сa |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Полюса (6.4.4), которые лежат в левой полуплоскости, определяются для номеров r, удовлетворяющих неравенству
205