Электроника и схемотехника, Ч. 1 / Усилительные устройства 1989

		lКm UJ(эm	(3.1)
	fJA =	2/к Uкэ .

По этой причине режим А в МОЩНЫХ оконечных каска­ дах, где кпд играет определяющую роль, практнчески

не применяется. Поскольку в режиме А отсутствует от­

сечка КОJ/лекторного тока, то характеризовать этот ре­

жим углом отсеЧRИ не принято, хотя с определенной

оговоркой можно считать угол отсечки в этом режиме

равным п.

3.1.3. РЕЖИМ В

в режиме В УЭ работает с отсечкой тока (полпе­

риода пропускает ток, полпериода закрыт, как это пока­

зано на рис. 3.2, а, кривая 1). Такой режим принято

характеризовать углом отсечки в, который равен поло­

вине длительности импульса в угловом исчислении.

В идеализированных условиях. когда БАХ УЭ аппрок­

симируется ломаной прямой, угол отсечки в режиме В равен п/2. Чтобы обеспечить режим В для электронных

ламп, полевых транзисторов и биполярных транзисто­ ров, у которых наблюдается неуправляемый обратный

ток коллектора /КБО. сильно зависящий от температу­ ры, точку покоя не следует выбирать на оси абсцисс. Она должиа иаходиться на нагрузочной прямой несколь­ ко выше точки С (см. рис. 3.1), где пересекается нагру­

зочная прямая с характеристикой обратного тока кол­

лектора.

Для идеализированного случая функция, описываю­

щая косинусоидальные импульсы тока с углом отсечки

п/2, раскладывается в ряд Фурье, с помощью которого

определяется среднее значение тока, протекающего че­

рез УЭ:

i «(j)t) = / m1n + 0,5/т COS (j)t + 0,2121т cos 2(j)t +...

(3.2)

Из этого выражения следует, что среднее значение тока

аависит от амплитуды усиливаемого сигнала. Когда сиг­ нал отсутствует, среднее значение тока равно нулю и УЭ не потребляет энергию от источника питаиия. В связи

с этим потребляемая энергия УЭ в режиме В оказыва­ ereя на порядок меньше, чем в режиме А.

Кроме того, за счет лучшего использования тока (ко-

111

а)

-	р:=:	r-
1/	[..	"
	l"	6Jt
		" ~"
~

6)

8)

и

	u	Рис. 3.2. Диаграммы ра­
		боты транзисторов в раз-
			личных	режимах:
		а -	режимы	B(J)	и	АВ(!);
	16)	б -	режим	С;	в -	режим
t		Ай;	г-режим Вй;			д-ре'
			жим В

эффициент использования тока /Km/IK=n/2= 1,57) пре­

дельное значение КПД дЛЯ режима В ,\,}в=О,785. Есте­ ственно, что при более высоком кпд каскада в УЭ те­ ряется меньшая мощность, он слабее нагревается. Кроме того, при одной и той же рассеиваемой на коллек­

торе ~CTOKe) мощноt:ти полезная мощность на нагрузке

может быть больше в пять раз, чем в режиме А.

В режиме В, как видно из '(3.2), в несинусоидаль­

ном токе велика доля гармоник, что приводит К сильному

искажению усиливаемого сигнала. Например, аМПJIИТУ­ да второй гармоники в импульсах тока составляет 0,425

112

QT первой. Для подавления значительных четных гармо­ ник при работе УЭ в режиме В необходимо использовать

специальные схемотехнические методы - симметричные

двухтактные схемы. Они содержат идентичные плечи, УЭ

которых открываются сигналом поочередно и соединены

о нагрузкой таким образом, чтобы из двух токов с уг­ лом отсечки п/2, сдвинутых по фазе на n относиТельно

друг друга, в нагрузке получается суммарный синусо-

идальный ток. .

3.1.4. РЕЖИМАВ

Если угол отсечки больше п/2, но меньше п, то полу­ чается промежуточный режим АВ меж);{у режимами В и А (см. рис. 3.2, а, кривая 2). Если в режиме А нели­

нейные искажения возрастают с увеличением амплиту­

ды усиливаемого сигнала, то в режиме В нелинейные

искажения могут появляться и при малых уровнях сиг­

нала за счет нелинейнасти начальных участков ВАХ УЭ. Режим АВ используется для уменьшения нелиней­

ных искажений усиливаемого сигнала, которые возника­

ют из-за нелинейных начальных участков ВАХ УЭ.

При работе двухтактных каскадов в режиме АВ про­

исходит перекрытие положительной и отрицательной по­

луволн тока плеч двухтактного К9скада, что приводит

к компенсации искажений, полученных за счет нелиней­ ности начальных участков ВАХ УЭ. При использовании режима АВ в двухтактном каскаде помимо уменьшения

нелинейных искажений можно упростить цепи питания

УЭ, что имеет существенное значение для повышения надежности. Точка покоя на нагрузочной прямой в ре­ жиме АВ выбирается выше, чем в режиме В. При этом ток покоя УЭ должен составлять 0,2...0,3 от его макси­

мального значения.

3.1.5.РЕЖИМ С

врежиме С на УЭ подается сигнал большого уровня

итакое напряжение смещения, при котором угол отсеч­

ки меньше п/2 (см. рис. 3.2, б). Так как 8<п/2, то ток

покоя УЭ весьма мал. При малом угле отсечки КПД каскада щтближается к 100 %.

Однако с уменьшением угла отсечки В'импульсе тока

возрастают уровни высших гармоник по отношению

113

к уРОВНЮ первой гармоники. Поэтому режим С не при­

годен для электронных усилителей звукового диапазо­

на частот, которые рассматриваются в книге. Этот ре­

жим дает высокие энергетические результаты и широко

используется в одно- и двухтактных каскадах усилителей

мощности радиочастот, которые, как правило, нагружа­

ются на сложные избирательные LC -системы, способные

эффективно отфильтровывать высшие гармоники и обес­ печивать в нагрузке только ток первой гармоники.

3.1.6. РЕЖИМ D

В режиме D УЭ работает как электронный ключ,

т. е. УЭ или закрыт, или открыт. В закрытом состоянии через УЭ протекает незначительный ток, а падение на

пряжения на нем примерно равно напряжению источни­

ка питания. В открытом состоянии падение напряжения

на УЭ мало, а ток велик. Поэтому и в закрытом, и в от­ крытом состояниях потери в УЭ в режиме D ничтожно малы и кпд каскада приближается к 100 %.

Понятно, что каскад, УЭ которого работают в клю­

чевом Рiжиме, гармонические сигналы усиливать не мо­

жет. Их необходимо преобразовывать (модулировать)

в прямоугольные импульсы постоянной амплитуды, но

сдлительностями, пропорциональными мгновенному

значению напряжения сигнала. При этом частота следо­

вания импульсов должна быть постоянной и значитель­

но превышать максимальную частоту сигнала. Таким

образом, гармонические сигналы, прежде чем подавать­

ся на вход усилительного каскада класса D, модулиру­

ются. После усиления импульсов, промодулированных по

ширине, осуществляется их обратное преобразование

(демодуляция) в сигнал первоначальной формы.

В усилителях класса D используются два режима:

AD (рис. 3.2, в) и BD (рис. 3.2, г). Если для осушеств­

ления режима AD применяются сравнительно простые

электрические схемы, как и для режима А, то режим BD

реализуется с помошью СЛОЖНЫХ двухтактных схем

с ДВОЙНЫМ управлением УЭ.

3.1.7. РЕЖИМ Е

Режим Е, как и режим D, позволяет получать высо­ кий КПД '(более 90 %) в оконечном каскаде усилителя

мощности при изменении уровня усиливаемого сигнала

114

в широких пределах. Такой высокий КПД может быть

обеспечен в режиме Е только с помощью двухтактных

схем, УЭ которых работают с углом отсечки тока n/2

(режим В) или чуть больше n/2 (режим АВ). ТВkИМ об­ разом, высокоэффективными режимами Е могут быть режимы ВЕ или АВЕ.

Сущность режимов ВЕ или АВЕ заключается в том,

что точка покоя УЭ не зафиксирована, а изменяет свое

положение на БАХ УЭ в зависимости от уровня усили­

ваемого сигнала, как это показано на WC. 3.2, д. Точки

покоя А и В УЭ для двух уровней сигна~ в режиме Е

благодаря изменению напряжения на выходе вто­

ричного источника - регулируемого источника питания

(РИП) - изменяют свое положение на БАХ в соответ­

ствии с уровнем усиливаемого tигнала таким образом,

что падение напряжения на УЭ получается минималь­

ным для активного режима.

Предположим, на вход УЭ одного плеча оконечного каскада подается сигнал ис\. Он воздействует не только на УЭ, но и на РИП. Постоянное напряжение на выходе РИП, от которого питается УЭ, изменяется соответствен­ но изменению сигнала, и точка покоя УЭ, перемещаясь,

оказывается в точке А, а амплитуда сигнала- в точке С,

т. е. на границе области активного режима УЭ. В ре­

зультате имеем минимальные потери напряжения в УЭ

дЛЯ активного режима, что позволяет получить пример­

но одинаковый коэффициент использования напряжения

независимо от уровня сигнала, а следовательно, и высо­

кий КПД. Поскольку УЭ работает в области активного

режима, то искажения усиливаемого сигнала не столь

значительны, как в режиме D.

Б случае повышен,Ия уровня сигнала ис2 напряжение

на выходе РИП увеличивается, точка покоя оказывает­ ся в точке В, а максимальный уровень сигнала - в точ­

ке D. Таким образом, коэффициент использования на­

пряжения остается практически постоянным: Uml /U 1 ::::1

~ Um2/U2, хотя уровень положительной полуволны сиг­

нала увеличивается.

3.2. ЦЕПИ ПИТАНИЯ И СТАБИЛИЗАЦИИ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ

3.2.1. СХЕМА ЦЕПИ ПИТАНИЯ И СТАБИЛИЗАЦИИ С ДВУМЯ ИСТОЧНИКАМИ

Из статических выходных ВАХ биполярных транзис­

торов видно, что для обеспечения заданной ТОЧКИ покоя необходимо иметь соответствующий режим работы тран­

зистора по постоянному току. Для схемы с общим эмит­ тером (ОЭ) следует поддерживать на определенном

уровне параметры Iв, Ивэ, Iк, Икэ. Для других схем

включения транзисторов параметры иные.

Исходный режим работы транзистора задается или

током базы Iв.		или напряжением смещения			Ивэ.	На­
пряжение смещения обычно			фиксируется	по	току	ба­
зы Iв•	по напряжению база-эмиттер Ивэ			или регули­
руется	автоматически, когда		при изменении		тока	кол­
лектора	11( изменяются ток		базы Iв и	напряжение
база-эмиттер		ИВЭ. чтобы выровнять заданный режим
работы транзистора.

Известно немало схем цепей питания и стабилиза­

ции биполярных транзисторов с одним и несколькими

источниками питания, с разным числом резисторов, дио­

дов, транзисторов и, наконец, с различными ОС. Рас­

смотрим распространенную схему включения транзисто­

ра с общей базой (ОБ) с двумя ~сточниками питания

(рис. 3.3).

Для биполярных транзисторов ток коллектора 11(

вточке покоя в усилительном каскаде всегда во много

раз превышает обратный ток коллектора Iкво. В связи

С этим при наличии в коллекторной и эмиттерной цепях

двух независимых источников питания можно сравни­

тельно просто добиться удовлетворительных результатов

стабилизации коллекторного тока несмотря на сильную

зависимость параметров транзистора от температуры,

применив источник с ЭДС Е, значительно превышающей

напряжение база-эмиттер Е~И БЭ. Поскольку напря­

жение база-эмиттер транзисторов порядка десятых до­

лей вольта '(для германиевого - 0,2 В, для кремниево­ го - 0,5 В), то при выборе даже сравнительно HeBblcoko-

116

го напряжения или эде питания 5 В

уже гарантируется стабильность кол­

лекторного тока около одного процен­

та. При увеличении напряжения пита­

ния стабильность коллекторного тока

повышается.

Нестабильность тока коллектора

зависит от нескольких параметров, на­

пример h21б и /КБО:

1Кo. =	~1t5/э +	(3.3)	Рис.	3.3.	Схема
	1 +h21б		питания		транзи­
			стора	от двух ис-
Тогда	относительное	изменение тока		точников
КОЛJIектора
d1K/IK = (/эdh21б +' dlкБо)l(lэh21б + lк.БО)·					(3.4)
Если выбрать ток эмиттера /э > 10 / КБО,			что легко вы­

полняется, то относителыIее изменение тока коллектора

получается около 10 %.

Относительная нестабильность напряжения коллек­

тор-база, определяющего точку покоя транзистора,

включенного по схеме с ОБ,

(3.5)

Как видно из (3.5), при напряжении UКБ• равном поло­ вине эде питания Еок, нестабильность напряжения коллектор-база не превышает нестабильность тока кол-

лектора. I

Таким образом, схема питания по постоянному току

биполярного транзистора с двумя источниками питания

Еок и Еоз обеспечивает высокую стабильность точки покоя. В первые годы применения транзисторов в уси­ лительных устройствах она имела широкое распростра­ нение. Однако с усовершенствованием схемотехники уси­

лительных каскадов и развитием технологии изготовле­ ния транзисторов, которая ПОЗВОЛила значительно

улучшить их параметры, стали применяться в основном

схемы питания биполярных транзисторов с одним источ­

ником питания, поскольку два источника питания созда­ ют определенные сложности.

117

3.2.2. СХЕМА ЦЕПИ ПИТАНИЯ С ОДНИМ ИСТОЧНИКОМ

ИФИКСАЦИЕй ТОКА БАЗЫ

всхемах питания биполярных транзисторов с одним

источником питания используют цепи смещения с фикса­

цией тока базы или напряжения на базе. Если в цепь

базы транзистора включить резистор Rб большого но­

минала (рис. 3.4), то ток базы будет достаточнtJ ста­

бильным:

(3.6)

Для усилительного каскада всегда выполняется неравен­

ство Еп~Uвэ. Тогда ток базы можно считать постоян­ ным, так как Ел и Rб - постоянные величины:

(3.7)

Таким образом, ток смещения базы при принятых допу­

щениях не зависит ни от параметров транзистора, ни от

температуры р-n перехода.

Однако ток коллектора транзистора связан с терма­

зависимыми параметрами следующим соотношением

(параметры h21~ и lKBO зависят от температуры р-n пе­ рехода):

1"" = h21 JB + (1 +Iz21э) I,\вo.

(3.8)

Поэтому при анализе выражение (3.В) дифференр:иру-

T"=T'+dT

о

Рис. 3.4. Схема стабили­		Рис. 3.5. Влияние изменения
зации режима питания		температуры на ток коллек­
транзистора	с фиксацией	тора транзистора	при ми-
тока	базы	нимальном токе	базы

118

ется по иэменяющимся параметрам. С учетом того, что

IB=const и h219~1, получаем
d1K = I B dh219 +h21эd/к.во + /к.воdh2IЭ'	(3.9)
Выражение (3.9) можно несколько упростить:
dlк. = 1кdh21,1,h219 +h21эdlКВО'	(3.10)

где I K - ток покоя транзистора при заданном токе ба­

зы, определяемый из (3.8).

При повышении температуры р-n перехода, как сле­ дует из 13.10), происходит сдвиг выходной характерис­

тики транзистора iK =f(lB) и увеличивается ее крутиз­ на на коэффициент передачи тока h21э (рис. 3.5). Если

перейти от дифференциалов к конечным приращениям и обозначить эквивалентное изменение тока в цепи ба­

зы 6./, учитывающее влияние Iк.оо	и h21э на ток коллек­
тора, то приращение тока коллектора
6./f\. = h21э6./.	(3.11)
Равенству '(3.11) соответствует	эквивалентная схема

(рис. 3.6), на которой штриховой линией показан резис­

тор Rб. Если сопротивление Rб имеет конечное значе­

ние, то часть тока 6./ ответвляется	в	резистор Rб,
а оставшаяся часть протекает по выводу		базы транзис­
тора и управляет током коллектора:
6./1{ = h21з I!./ Rб/(Rб +h1l9 ).		(3.12)

В случае Rб =0 ток коллектора не изменяется в резуль­

тате дестабилизирующего воздействия Ы. Если Rб =#:0, то источник тока можно преобразовать в источник на­

пряжения с ЭДС 6.и и внутренним сопротивлением Rб (рис. 3.7). При сопротивлении Rб стремящемся к нулю,

на базу транзистора подается стабильное, фиксирован­ ное напряжение смещения 6.и= UВЭ И дестабилиэирую­

щие факторы I!./КБО и М21Э не оказывают влияния на

режим работы транзистора. Для этого случая XapI!ISTe-

ристика прямой передачи iю =f(uвэ) смещается влево

практически параллельно первоначальной со скоростью изменения температуры р-n перехода 2,2 мВ/ОС, что эк­ вивалентно появлению в цепи базы дополнительного на­

пряжения, как это показано на рис. 3.8.

Так как сдвиг характеристики прямой передачи эк­

вивалентен появлению в цепи базы эдс или напряже-

119

	--,			~lK	I
	~/M
	I			---,
					,
	I				I
	I				I
	I				I
	I				J
	I				I
	I	L....-_-----1~---_J
I--~---+----'
Рис. 3.6. Эквивалент­		Рис. 3.7. Эквнвалентная схе­
ная схема стабнлиза­		ма	стабилизации режима
ции режима	ПlJтания	питания		транзистора	с ис-
транзистора	с источ-		точником напряжения
ником	тока
ния I:!U, то при tопротивлении			Rб,	отличном	ОТ нуля,
приращение тока
I:!/K = h2]эI:!UJ('l]]э + Rб).					(3.13)
Как видно из	(3.13), при Rб=ОО сдвиг характеристики

прямой передачи отсутствует, а при Rб =0 приращение

коллекторного тока оказывается значительным.

3.2.3. СХЕМА ЦЕПИ ПИТАНИЯ

СОДНИМ ИСТОЧНИКОМ

ИФИКСАЦИЕй НАПРЯЖЕНИЯ БАЗА - ЭМИТТЕР

Для получени~ фиксированного напряжения смеще­

ния на базе транзистора применяеtся резисторный дели­

тель напряжения 11 один источник питания (рис. 3.9).

Для этого случая напряжение смещения на базе

транзистора
I:!U = Еп Rб2/(Rб1 + Rб2).	(3.14)

причем требуется выполнение условия RбlIIRб2«hl1з•

Иногда для обеспечения температурной стабильности вместо обычного резистора Rб2 в схеме на рис. 3.9 вклю­

чается терморезистор, характеристика которого должна

быть согласована с температурным изменением напря­

жения база-эмиттер данного транзистора, т. е. должна

обеспечивать параметрическую температурную компен­

сацию.

120