Тема 10. Транзисторные усилители электрических сигналов.

Усилителями электрических сигналов называют устройства, предназначенные для усиления мощности электрических сигналов. Обилие задач, решаемых при помощи электрических усилителей, весьма разнообразно, и поэтому трудно классифицировать усилители по какому–либо одному признаку Довольно распространенной является классификация усилителей по типу применяемых усилительных элементов (ламповые, полупроводниковые, оптоэлектронные) и по полосе пропускаемых частот:

а) усилителя низкой частоты (20 – 30000 Гц);

б) усилители высокой частоты (свыше 100 кГц);

в) усилители широкополосные (от долей Гц до нескольких МГц);

г) усилители постоянного тока (медленные колебания напряжения или тока).

Обычно любой электрический усилитель содержит несколько усилительных каскадов, каждый из которых является самостоятельным простейшим усилителем.

Усилительный каскад содержит активный усилительный элемент (полупроводник) и набор вспомогательных деталей (конденсаторов, резисторов, индуктивностей), обеспечивающих заданный режим работы усилительному элементу и связь между отдельными усилительными каскадами. Кроме того, в состав усилителя входят входные и выходные устройства и источники питания сетевого или автономного.

Структурную схему усилителя можно представить в следующем виде (рис.10-1)

В общем виде усилитель можно рассматривать как регулятор мощности электрической энергии, поступающей из источников питания в нагрузку, причем это регулирование осуществляется в соответствии с изменением входного сигнала (непрерывно, плавно, линейно и однозначно).

Название отдельных элементов структурной схемы усилителя следующее:

1. Входное устройство – «ВХ.У» предназначается для согласования сопротивлений источника сигнала – « ec » с входа первого каскада предварительного усиления – «1КПУ».

2. Каскады предварительного усиления (их может быть несколько) усиливают амплитуду входного сигнала до величины, необходимой для нормальной работы усилителя мощности – «УМ».

3. Усилитель мощности (иногда его называют оконечным усилителем) предназначен для отдачи в нагрузку заданной мощности усиленного сигнала – Р.

По способу соединения отдельных усилительных каскадов между собой различают усилители:

• с непосредственными (гальваническими) связями;

• резистивно–емкостными связями (RC –усилители);

• с трансформаторными связями.

При усилении электрических сигналов неизбежно возникают некоторые отклонения формы выходного сигнала от формы входного. Данные, характеризующие свойства усилителя и вносимые им искажения, называются показателями качества работы усилителя. Важнейшими из них являются следующие:

Рис. 10-1 Структурная схема усилителя (блок-схема)

Коэффициент усиления.

В зависимости от целевого назначения усилители имеют коэффициенты:

а) усиления по току Кi =Iвых/Iвх;

б) усиления по напряжению Кu = Uвых/Uвх;

в) усиления по мощности Кр = Pвых/Pвх, где Iвых – ток в нагрузке, Iвх – ток, потребляемый от входного источника сигнала ec , Рвых мощность, выделяемая в нагрузке, Pвх – мощность, потребляемая от входного источника ec.

Для многокаскадных усилителей общий коэффициент усиления равен произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов:

К=K₁ К₂ … К_n,

(10-1)

где n – число каскадов.

Часто коэффициенты усиления выражают в логарифмических единицах децибелах – дБ, что позволяет заменить произведение коэффициентов усиления суммой их логарифмов и строить логарифмические амплитудно–частотные характеристики (ЛАЧХ) усилителей. Такой подход позволяет исследовать и синтезировать усилители с заданными амплитудными и частотными характеристиками.

Коэффициенты усиления в децибелах:

Ku=20lgKu=20 lg(Uвых/Uвх);

Ku=20lg(Iвых/Iвх);

Ku=10lg(Pвых/Pвх);

(10-2)

Полоса пропускаемых частот (полоса пропускания) усилителя. Полосой пропускания называются тот диапазон частот, в пределах которого усилитель обеспечивает заданную величину коэффициента усиления (не ниже чем в корень из 2–х раз от максимального).

Диапазон частот ограничивается верхней и нижней граничной частотами, за пределами которых частотная характеристика усилителя снижается ниже допустимого уровня. Снижение (завал) частотной характеристики происходит из–за наличия в схеме усилителя реактивных элементов, сопротивление которых зависит от частоты сигналов, подаваемых на вход усилителя.

Идеальная амплитудно–частотная характеристика усилителя имеет форму прямоугольника с основанием равным полосе пропускания усилителя и высотой равной Ко. Реальная частотная характеристика в силу указанных выше причин приобретает вид, изображенный на рис. 10-2

Рис.10-2 Амплитудно-частотная характеристика усилителя

На амплитудно–частотную характеристику усилительного каскада наибольшее влияние оказывают две емкости: емкость разделительного конденсатора и паразитная емкость, нагружающая каскад по переменной составляющей выходного сигнала – Первая из них включена последовательно с входом каскада, вторая – параллельно выходу каскада.

Поскольку емкостное сопротивление конденсатора определяется частотой сигнала:

,

(10-3)

то ёмкость C₁ снижает усиление каскада в области нижних частот, а емкость С₂ – в области верхних частот. На средних частотах влиянием емкостей С₁ и С₂ можно пренебречь и поэтому усиление каскада будет максимальным.

Чувствительность усилителя.

Чувствительность усилителя определяется той минимальной величиной тока или напряжения на входе усилителя, при которой на выходе усилителя создается номинальная мощность. Под номинальной мощностью обычно понимают мощность, при которой искажения не превышают допустимой величины при работе на расчетную нагрузку.

Собственные шумы усилителя.

Собственными шумами усилителя называются сигналы на выходе усилителя, которые существуют и при отсутствии полезных сигналов на входе усилителя.

Возникают собственные шумы в результате теплового перемещения зарядов на сопротивлениях и хаотического движения носителей зарядов в области базы транзистора.

Оцениваются собственные шумы по шумовому фактору, равному отношению мощности шума на выходе усилителя к произведению к мощности шума на входе усилителя, помноженному на коэффициент усиления:

Динамический диапазон частот.

Динамическим диапазоном усилителя называется отношение величины максимального допустимого сигнала на входе усилителя к минимально – допустимому сигналу на его входе и обычно оценивается в децибелах. Определяется он по линейной части амплитудной характеристики усилителя рис. (10-3)

Амплитудная характеристика усилителя не линейна как в области малых, так и в области больших сигналов. В области малых сигналов отклонения от прямой линии связаны с собственными шумами усилителя, в области больших сигналов – с нелинейными искажениями, вносимыми активными усилительными элементами (в основном – перегружающимися транзисторами) при выходе рабочей точки за пределы линейного участка характеристики.

Нелинейные искажения.

Нелинейными искажениями называют искажения формы усиливаемого сигнала в результате нелинейности вольтамперных характеристик отдельных элементов схемы усилителя (например, транзисторов, катушек индуктивности с ферромагнитными сердечниками и т.д.). Причиной появления значительных нелинейных искажений может быть или неправильный выбор начального положения рабочей точки транзистора, или чрезмерно большая величина входного сигнала, или неправильно рассчитанная индуктивность.

Проявляются нелинейные искажения в том, что при подаче на вход усилителя чисто синусоидального сигнала, на его выходе появляются новые гармонические составляющие, искажающие форму первоначального сигнала.

Оцениваются нелинейные искажения по коэффициенту гармонии, равному отношению геометрической суммы n напряжений высших гармоник Ui к амплитуде первой гармоники U₁ на выходе усилителя:

(10-4)

В практических расчетах обычно ограничиваются несколькими первыми гармониками, поскольку амплитудные значения гармонии более высоких порядков незначительны.

Линейные искажения.

К линейным искажениям относятся частотные и фазовые искажения. Частотные искажения оцениваются по амплитудно–частотной характеристике усилителя (см. рис.10-2).

Мерой частотных искажений служит коэффициент частотных искажений, определяемый как отношение коэффициента усиления на средних частотах к коэффициенту усиления на данной частоте.

Обычно при расчетах значения коэффициентов на данных граничных частотах принимаются равными друг другу. В этом случае коэффициент частотных искажений определяется как:

(10-5)

Фазовые искажения возникают в результате неодинакового времени прохождения отдельных гармонических составляющих сложного сигнала через реактивные элементы схемы усилителя.

В результате на выходе усилителя образуются фазовые (во времени) сдвиги гармонических составляющих

График зависимости угла сдвига фаз от частоты усиливаемого сигнала называется фазовой характеристикой усилителя.(рис.10-4)

Рис.10-3Амплитудная характерисика усилителя

Рис.10-4 Фазовая характеристика усилителя.

Переходные искажения.

Переходные искажения играют существенную роль в импульсном усилителе. Эти искажения вызваны переходными процессами в цепях усилителя содержащих реактивные элементы, а также инерционностью активных усилительных элементов (рис. 10-5).

Переходные искажения оцениваются по переходным характеристикам усилителя, представляющим собой зависимость мгновенного значения выходного напряжения от времени при подаче на вход усилителя единичной ступени напряжения (скачка напряжения) Uвх.

Переходные искажения подразделяются на искажения фронтов и вершин усиливаемых импульсов. Искажения фронтов импульса характеризуются временем установления - t_ф , т.е. временем, в течение которого амплитуда выходного сигнала возрастает от 0,1 до 0,9 своего максимального значения. Искажения плоской вершины выходного импульса характеризуются выбросом d и спадом плоской вершины импульса .

Рис. 10-5. Переходная характеристика усилителя

Перед рассмотрением вопроса принципа работы усилителного каскада необходимо рассмотреть динамические характеристики усилительного каскада, в котором транзистор включен по схеме с ОЭ и когда вход и выход схемы подключены к источникам смещения и .(рис 10-6)

Рис. 10-6 Простейшая схема усилительного каскада, включенного по схеме с ОЭ.

Если на вход не подан сигнал, то по второму закону Киргофа

(10-6)

или

(10-7)

Это уравнение динамического режима или уравнение нагрузочной прямой.

Принцип работы усилительного каскада.

Принцип работы усилителя рассмотрим на примере усилительного каскада (рис. 10-7)

Здесь происходит усиление как по току, так и по напряжению.

а , следовательно

, т.е. и

Рис. 10-7 Принцип работы усилительного каскада

Пусть на выход подаётся синусоидальный сигнал.

(10-8)

Если на вход подаётся положительный потенциал, то транзистор закрыт (отсечка), тогда , т.к. (см. уравнение 7.) Если на базу подаётся отрицательный потенциал (участок ав), то транзистор открыт (насыщение), тогда повторяет , но с большей амплитудой и в противофазе

(10-9)

Итак, при подаче на вход усилительного каскада небольшого переменного напряжения на выходе получается усиленный источником питания сигнал той же формы. Однако амплитуда не может превысить . Таким образом, имея транзистор можно при помощи маломощного источника переменного входного напряжения , управлять энергией источника питания ( ). Если к усилительному каскаду добавить Rб₁, а так же термостабилизирующую цепочку Rэ и Сэ, то получают полную схему одиночного усилительного каскада. (рис. 8). Также усилители имеют частотный спектр сигнала от десятков Гц до десятков кГц и называются усилителями низкой частоты (УНЧ).

Рис. 10-8. Полная схема одиночного усилительного каскада с общим эмиттером (УНЧ).

1) и - резисторы, которые образуют делители напряжения питания.

Прежде чем подать на вход схемы переменное входное напряжение, необходимо обеспечить определённый режим работы транзистора по постоянному току. Эммитерный p-n – переход смещен в прямом направлнии ( , а коллекторный – в обратном . Напряжение от , падающее на , создает , определяющее рабочую точку А.

Обычно . В этом случае при изменении напряжение смещения на базе остается постоянным, что обеспечивает активный режим транзистора.

Сопротивление делителя:

;

(10-10)

2) - резистор нагрузки, обемпечивающий режим работы транзистора. На выделяется мощность усиливаемого сигнала.

3) и - разделительные конденсаторы. не дает возможности постоянному току протекать через источник входного сигнала. - на пропускает постоянную составляющую тока в следующий усилителный каскад.

4) - цепочка предназначена для термостабилизации режима работы усилительного каскада.

Усилитель низкой частоты с двумя каскадами усиления (УНЧ).

На рис. 10-9 представлена схема УНЧ, которая состоит из двух усилительных каскадов с электроёмкостной связью и применяется в уселителях переменного напряжения. Разделительные конденсаторы С₁ и С₂ служат для того, чтобы на вход следующего каскада подавалась только переменная, составляющая коллекторного напряжения, предыдущего каскада. Остальные элементы имеют такое же назначение как и элементы полной схемы усилительного каскада (рис. 10-8).

Рис. 10-9. Схема усилителя низкой частоты с двумя каскадами.

Схема замещения усилительного каскада.

На рис. 10 представлена эквивалентная схема усилительного каскада с ОЭ.

Рис. 10-10. Схема замещения усилительного каскада с ОЭ. (А – управляющий источник тока базы, Rн- эквивалентное сопротивление нагрузки).

В этой схеме - это эквивалентное сопротивление усилителя. Сопротивление первого каскада Rн, которое равно входному сопротивлению второго каскада легко можно рассчитать пользуясь рис.1-20.

Динамическая характеристика каскада усилителя и режимы его работы.

Рабочая точка. Построение выходной характеристика позволяет определить ток, протекающий по цепи и, следовательно, падение напряжений на каждом участке цепи.

Для построения выходной характеристики (нагрузочной линии) (рис. 10-11а) на семействе выходных статических характеристик можно воспользоваться методом холостого хода и короткого замыкания. При коротком замыкании транзистора ток в цепи нагрузки будет равен (точка a на оси ординат), а при холостом ходе ток в цели будет равен 0, на резисторе R не будет падения напряжения и напряжение на коллекторе транзистора будет равно напряжению питания (точка b на оси абсцисс).

Прямая, соединяющие точки a и b и будет динамической характеристикой (или нагрузочной линией). Рабочая точка А – это точка пересечения нагрузочной прямой с выбранным значением Iб.

Для определения входного напряжения (Uбэ) строят входную динамическую характеристику на семейство входных статистических характеристик (рис. 10-11а).

В состоянии покоя (Uвх=0), в цепи БЭ протекает ток покоя Iбо, а напряжение Uбэ=Uбо. Это электрическое состояние входной цепи каскада можно изобразить в виде точки С на входной динамической характеристике и ей соответствует выходной динамической характеристике также точка С (Uко, Iко). Также точка называется рабочей точкой. Если Uвх превышает величину, составляющую линейному участку 1,2 входной динамической характеристики, то возникает искажение форм входного сигнала.

Режимы работы усилительного каскада.

Пересечение, полученной нагрузочной линии и вольтамперной характеристики транзистора по заданным базовым током Iбр, определяемым величиной резистора в цепи базы Rб , задает начальное положение рабочей точки С, координаты которой характеризуют ток покоя Iкр, протекающий по цепи и падение напряжений на каждом из участков цепи (на активном сопротивлении U_Rk и на транзисторе Uкэп.

При появлении на входе усилительного каскада сигнала переменного напряжения Uвх, постоянный ток в цепи базы начнет алгебраически суммироваться с изменяющимся током входного сигнала. Рабочая точка С при этом начнет перемещаться по нагрузочной линии в пределах, определяемых амплитудой тока входного импульса. Перемещение рабочей точки С будет вызывать изменение коллекторного тока Iк и коллекторного напряжения Uкэ. Если перемещение рабочей точки не достигнет пределов, отмеченных цифрами 1 и 2 на нагрузочной линии, то усиленный ток в выходной цепи транзистора будет протекать через резистор Rk в течение всего периода изменения входного сигнала. Транзистор при этом будет работать в активной области, без отсечки или насыщения коллекторного тока. Такой режим работы транзистора называется режимом усиления малого сигнала или режимом усиления класса «А» (иногда режим усиления называют классом).

Если же рабочая точка в результате соответствующего выбора ее начального положения или слишком большой амплитуды входного сигнала окажется в области насыщения, то на оба перехода транзистора попадет смещение в прямом направлении, оба р–n перехода транзистора полностью откроются и транзистор почти целиком будет пропускать коллекторный ток. Причем дальнейшее увеличение амплитуды входного сигнала уже не будет вызывать дальнейшего увеличения коллекторного тока. При положении рабочей точки в области отсечки оба р–n перехода транзистора закроются. Он скажется в запертом состоянии и практически не будет пропускать коллекторный ток.

Рис.10-11а. Работа каскада в режиме усиления класса «А»

Таким образом, в зависимости от начального положения рабочей точки и амплитуды входного сигнала, ток в нагрузке может протекать либо в течение всего периода изменения входного сигнала, либо в течение какой–то определенной части этого периода.

В зависимости от этого различают три основных режима усиления классов: «А», «В», «С», «АВ», «Д».

Количественно режимы усиления характеризуются величиной угла отсечки Q. Под углом отсечки понимают половину той части периода, в течение которой протекает ток через выходную цепь усилительного элемента.

Очевидно, что для режима усиления класса «А», рассмотренного выше, угол отсечки Q составляет 180°. В режиме усиления класса «В» угол отсечки составляет Q – 90°, в режиме усиления класса «С» угол отсечки Q меньше 90°.

Режим усиления класса «А» обеспечивает минимальные искажения усиливаемого сигнала, однако он неэкономичен по расходованию энергии источников питания, поскольку в этом режиме постоянная составляющая тока все время проходит через выходную цепь усилительного каскада. Поэтому транзисторные схемы, работающие в режиме усиления класса«А», применяются в основном каскадах предварительного усиления.

В каскадах усиления мощности, в тех случаях, когда в нагрузку требуют отдать наибольшую мощность усиливаемого сигнала при минимальном расходовании энергии источников питания, применяется режим усиления класса«В», обладающий высоким коэффициентом полезного действия (до 70–75%).

Поскольку усилительные каскады, работающие в режиме усиления класса «В», пропускают только одну полуволну усиливаемого напряжения, то в выходных каскадах усилителей применяют двухтактные симметричные каскады, позволяющие получить высокий коэффициент полезного действия при допустимых нелинейных искажениях. (рис. 10-12).

Рис. 10-12. Работа усилительного каскада в режиме усиления класса «В».

Режим класса «С» применяют в мощных усилителях. Этот режим характерен тем, что ток коллектора протекает в течении промежутка времени, которое меньше периода входного сигнала, а ток покоя не наблюдается ( ) рис. 13.

Рис. 10-13. Работа каскада в режиме усиления класса «С».

Стабилизация положения рабочей точки.

Основные свойства усилительного каскада определяются положением начала рабочей точки, которые задаёт ток покоя выходной цепи Iок. Поэтому при изменении температуры, замене активного элемента и т.д. положение рабочей точки не должно изменяться.

Эмиттерная стабилизация.

Такая стабилизация осуществляется ООС по постоянному току. Напряжение ОС снимается с резистора Rэ, который включен в цепь эмиттера. С изменением температуры изменяется ток коллектора Iок и ток покоя эмиттера Iоэ и, например, они увеличиваются. Рабочая точка должна подняться вверх, но этого не произойдёт, т.к. напряжение смещения Uоб уменьшится и при этом уменьшатся и токи транзистора, а рабочая точка останется на месте.

Коллекторная стабилизация.

Такая стабилизация осуществляется ООС по напряжению. Если напряжение подать через Rб, который находится между коллектором и базой, то Uоб очень мало и им можно пренебречь, а при увиличении, например, температуры, и следовательно увеличению Iок, напряжение на резисторе (Rб*Iоб) уменьшится, т.е. уменьшится Iоб, а это в свою очередь не допустит увеличение тока Iок.

Обратная связь в усилителях.

Обратной связью в усилителях (ОС) называют передачу электрического сигнала с выхода усилителя на его вход (рис. 10-14).

Коэффициент передачи цепи обратной связи:

(10-11)

который показывает, какая часть выходного сигнала передаётся на вход усилителя.

Рис. 10-14. Обратная связь в усилителях.

Коэффициент усиления по напряжению при отсутствии обратной связи:

(10-12)

Различают в усилителях положительную и отрицательную связь.

ОС называется положительной, если Uос совпадает по фазе с Uвх и суммируется с ним. Коэффициент усиления усилителя

(10-13)

При ПОС коэффициент усиления увеличивается, но увеличиваются все виды искажений. ОС называется отрицательной, если Uос и Uвх находятся в противофазе и взаимно вычитаются.

(10-14)

При ОС коэффициент усиления уменьшается и уменьшает все виды искажений, увеличивает Rbx и стабилизирует работу схемы.

В зависимости от присоединение ОС к входу усилителя различают: ОС последовательную по напряжению (рис. 10-15А), последовательную по току (рис. 10-15В), параллельную по напряжению (рис. 10-15Б), параллельную по току (рис.10-15Г) и последовательную комбинированную (рис.10-15д).

Рис. 10-15 . Обратная связь в усилителях.

Трансформаторные усилители мощности.

Усилители мощности используются для передачи в нагрузку максимальной мощности и в этой связи следует иметь в виду, что важным параметром схемы является коээициент полезного действия (КПД). КПД таких устройств должен быть высоким, что достигается при определённом соотношении между сопротивлением нагрузки и выходным сопротивлением. Эти соотношения достигаются при включении в схему усилителя трансформаторов и в конечном итоге усиление мощности зависит от коэффициента трансформации выходного трансформатора. Трансформаторные усилители мощности работают в режиме А,В и АВ.

Однотактный трансформаторный усилитель мощности.

Однотактные усилители мощности применяются для относительно малых выходных мощностях (4-5 Вт). Примером усилителя мощности является однотактный, который включается по схеме с ОЭ. (рис. 10-16).

рис. 10-16. Однотактный трансформаторный усилитель мощности.

Однотактные усилители мощности работают в режиме усиления «А», который характеризуется тем, что через транзистор ток проходит в течение всего периода. Максимальное мгновенное коллекторное напряжение Uкm (рис.11)может значительно превышать (почти в 2 раза) Ek за счёт ЭДС самоиндукции в обмотках трансформатора. Тогда на первичную обмотку ТР₂ будет подаваться мощность равна:

Р=0,5 Ukm/Ikm

(10-15)

Мощность на нагрузке составляет

Pн= P*КПД,

(10-16)

где КПД трансформатора составляющая 0,75÷0,95.

Мощность, которая потребляется усилителем от источника питания

Рп=EкIкн

(10-16а)

Отношения Р к Ру для реальных схем составляет 0,3÷0,35.

Тогда КПД усилителя есть отношение Pн к Pп.

Как показывают расчёты теоретический КПД усилителя равен 50%, а реальный КПД 30%÷35%.

Двухтактные трансформаторные усилители мощности.

Двухтактный трансформаторный усилитель мощности может работать в схемах с ОЭ и с ОБ и в режимах классов А, В, АВ. рассмотрим схему двухтактного усилителя мощности в схеме с ОЭ и в режиме класса В (рис.10-17).

Рис. 10-17. Двухтактный трансформаторный усилитель мощности.

Если на базу подаётся отрицательная полуволна входного сигнала, то транзистор открыт, а при подаче положительной полуволны – транзистор заперт и таким образом в режиме класса В через транзистор проходит ток только в течение полупериода. Электрические токи в первичной обмотке выходного трансформатора за оба полупериода будут направлены встречно и поэтому во второй обмотке ток будет синусоидальным заданной увеличенной амплитуды. Применение класса В позволяет увеличить КПД схемы до 80% за счёт уменьшения потерь мощности в транзисторах. Нелинейные искажения могут быть уменьшены за счёт создания незначительного смещения входной цепи в цепи базы.

Следует заметить, что для снижения нелинейных искажений следует применять для усилителей режим класса АВ, но КПД при этом снижается.

Бестрансформаторный усилитель мощности.

Схема двухтактного усилителя мощности на транзисторах p-n-p и n-p-n показана на рис. 10-18.

Рис. 10-18. Схема двухтактного усилителя мощности.

Транзисторы VT1 и VT2 усилителя работают в режиме класса В аналогично как в двухтактном трансформаторном усилители. При поступлении на вход положительной полуволны VT1 работает в режиме усиления, а VT2 в режиме отсечки. При подаче на вход отрицательной полуволны транзисторы меняются ролями. Максимальная мощность на нагрузке Rн:

(10-17)

Чтобы уменьшить нелинейные искажения следует применять для таких усилителей режим класса АВ.

Импульсные усилители (ИУ).

ИУ предназначены для усиления импульсных сигналов и работает такой усилитель аналогично усилителю изображённому на рис. 8.Импульсные сигналы любой формы – сумма постоянной состовляющей и гармонических колебаний различных частот. Импульс на выходе усилителя не будет искажаться, только при достаточно широкой полосе пропускания усилителя. Удлинение фронта и выброс является следствием завала частотной характеристики в области верхних частот, а скос вершины – завала в области низких частот. Для устранения искажения импульса вводят корректирующие цепи.

а) низкочастотная коррекция (рис.10-19)- коррекция плоской вершины импульса.

Рис. 10-19 Низкочастотная коррекция

Искажение плоской вершины импульса происходит из-за наличия . При зарядке на низких частотах ее сопротивление увеличивается ( ), а следовательно увеличивается падение напряжения на нем,что приводит к снижению .

Целью коррекции явл. увеличение по мере уменьшения частоты. Для этого в цепь коллектора включается цепочка и выбирается большой для того, чтобы на верхних частотах его сопротивление было маленьким, и оно шунтировало бы . В этом случае цепь не оказывает влияние на работу усилителя.

С уменьшением частоты увеличивается и уже не шунтирует и общее сопротивление возрастает, а следовательно возрастает общее сопротивление коллекторной нагрузки.( ), а вместе с тем увеличивается и напряжение ,что приводит к увеличению .

В этом случае увеличивается полоса пропускания за счет низких частот и устранияется скос плоской вершины импульса.

б) Высокочастотная коррекция(рис. 10-20) – коррекция форнта импульса.

Рис. 10-20. Высокочастотная коррекция

Рис. 10-21. Схема замещения высокочастотной коррекции.

Корректирующая индуктивность выбирается маленькой, чтобы на Н.Ч. и С.Ч. было мало и не оказывало влияния на работу цепи. Емкость образует с и параллелный резонанский контур, где - емкость нагрузки; - емкость монтажа; -выходная емкость транзистора (10-21)

При высокой частоте контур находится вблизи резонанса и сопротивление его возрастает. Возрастает и , расширяется полоса пропускания за счет .

Усилители постоянного тока (УПТ).

УПТ называют усилитель, предназначенный для усиления постоянных и медленно изменяющихся электрических сигналов. Схема УПТ представлена на рис. 10-22.

Рис. 10-22. Схема УПТ

АХЧ усилителя постоянного тока представлена на рис. 10-23.

Рис. 10-23 АЧХ для УПТ.

Полоса пропускания частот УПТ должна иметь нижнюю границу =0

В схеме УПТ не должно быть конденсаторов (между каскадами, а также блокировочных и разделительных). При , . В УПТ может самопроизвольно изменятся независимо. Это называют дрейфом нуля усилителя. Дрейф нуля искажает усиливаемые сигналы и нарушает работу цепи. Причиной является температурная и временная нестабильность элементов.

Дифференциальные усилители.

Дифференциальные усилители (ДУ) по своей структуре являются УПТ. Схема ДУ приведена на рис. 10-24. Они имеют два входа и два выхода. Рассмотрим схему замещения дифференциального каскада.

Рис. 10-24 Схема ДУ Рис. 10-25 Схема замещения ДУ

Если = (рис. 10-25), то мост сбалансирован и ток через .

Схема ДУ аналогична схеме моста. Если выбрать , а и идентичны, то схема ДУ будет симметрична.

Если на вход ДУ подать в одинаковых фазах (синфазных), то потенциалы баз и , а следовательно и потенциалы коллекторов изменятся на одну и ту же величину. Тогда .

Если на вход подать = , но в противофазе, т.е. (дифференциальные сигналы), то потенциалы одного эмиттере (следовательно и коллектора) увеличится, а другого уменьшиться на , т.е. на одну и ту же величину. На выходе (аб) появится .

Таким образом, ДУ реагирует на разность входных сигналов, почему и называется дифференциальным.

Так. как синфазный сигнал ДУподавляется, то дрейфа нуля не существует. Помехи, являясь синфазными, тоже подавляются усилителем.

Если за ДУ следует каскад с одним входом, то у него используется только один выход.

Если совпадает с по знаку, то такой вход называется неинвертирующим. Если противоположно по знаку - инвертирующим выходом.

Операционные усилители (ОУ).

ОУ называется усилитель постоянного тока с дифференциальным входным каскадом с широкой полосой пропускания (до Гц), большим коэффициентом усиления по напряжению ( ) большим ( и малым ОМ).

Операционный (решающий) усилитель используется для выполнения математических операций над сигналами (сложение, умножение, дифференцирование, интегрирование и др.)

Современные ОУ выполняются на базе интегральной микросхемы на основе нескольких ДУ. (Четырехкаскадные и трехкаскадные, и т.д.)

Условное графическое обозначение операционного усилителя показано на рис. 10-27.

Рис.10-27. Условные графическое обозначения ОУ (а)

и его амплитудная характеристики (б)

, обозначенный (+) называется неинвертирующим (прямым). Здесь сигнал на выходе и входе имеет одинаковый знак.

, обозначенный (-), наз. инвертирующим. Здесь сигнал на выходе имеет противоположную полярность по отношению к сигналу на входе.

Рассмотрим некоторые схемы включения ОУ:

1)Инвертирующий операционный усилитель (10-28):

Рис. 10-28. Схема инвертирующего операционного усилителя.

Усилитель охвачен отрицательной обработкой связью через R₂ между выходом и инвертирующим входом. Допустим, что входное сопротивление усилителя велико Rвх-0, а Rвых-0, то при большом коэффициенте усилителя

(К₀=10⁵) Iвх=Iвых

и находятся как

Iвх= и Iвых=

(18)

Коэффициент усиления по напряжению с учётом обратной связи равен

,

(19)

где знак “-“ показывает на то, что при усилении происходит инверсия полярности входного сигнала на 180⁰.

Если изменять соотношения R₁ и R₂, то можно получить требуемый коэффициент усиления.

В том случае когда R₁=R₂, то схема будет работать в режиме повторителя.

2. Неинвертирующий усилитель.

Рис. 10-29. Схема неинвертирующего операционного усилителя.

Коэффициент усиления по напряжению составляет

(10-21)

Из уравнения видно, что Ku можно задать любым, изменяя соотношение сопротивлений R₁ и R₂, а при R₂=0 можно получить схему повторителя напряжения.

Работа операционных усилителей связана с тем, что коэффициент усиления зависит от частоты сигнала и уменьшается с увеличением частоты. Для типового операционного усилителя Ku уменьшается начиная с частоты 10⁴ Гц и достигает практически нулю при частоте порядка 10⁷ Гц.

В настоящее время особое место в операционных усилителях занимают быстродействующие импульсивные операционные усилители в интегральном исполнении. В таких усилителях скорость нарастания выходного импульса 4000В за 1 мкс.

Электрические фильтры

В системах связи часто используется частотный способ разделения электрических сигналов, то есть каждому виду сигнала соответствует своя полоса частот. Все радиостанции, телевидение и другие виды связи работают в определенном диапазоне частот, и это разделение частот производится электрическими фильтрами. Электрические фильтры пропускают сигналы только определенной частоты, а остальные подавляет. По способу построения электрические фильтры могут быть пассивными, которые состоят из R,C,L элементов, и активными, если в их схеме используется усилительные элементы. По характеру полосы пропускающих частот делятся на фильтры низких частот (ФНЧ, до 100кГц), фильтры высоких частот(ФВЧ), полосовые фильтры(ПФ) и заграждающие фильтры(ЗФ). Здесь рассмотрим только электрические фильтры ФНЧ и ФВЧ.

Обозначения в схемах электрических фильтров показано на рис 10-30.

Рис.10-30. Условное обозначение электрических фильтров.

Часто в вычислительной технике задающий генератор вырабатывает импульсы прямоугольной формы, которые предназначены для управления работой узлов вычислительных устройств. Каждый из узлов требует, чтобы на него подавались импульсы определенной формы, длительности и амплитуды, отличающиеся в общем случае от исходных импульсов по своим параметрам. Отсюда возникает необходимость предварительного преобразования параметров импульсов задающего генератора.

Характер преобразования импульсов может быть разнообразным. Например, может потребоваться изменение длительности исходных импульсов, амплитуды или полярности, осуществление задержки во времени и выполнение операций дифференцирования или интегрирования. Преобразование импульсов осуществляется электрическими цепями, которые разделяются на два класса: линейные и нелинейные.

С помощью линейных цепей осуществляются также и другие преобразования, как дифференцирование, интегрирование и другие. Эти операции выполняются соответственно дифференцирующими и интегрирующими цепями, которые в свою очередь являются ФВЧ и ФНЧ.

Прежде чем переходить к рассмотрению дифференцирующих и интегрирующих цепей, проанализируем прохождение прямоугольных импульсов через электрические цепи с точки зрения переходных процессов в этих цепях. Для этого необходимо знать два закона коммутации и ой закон Кирхгофа:

1 закон коммутации: в момент коммутации ток в ветви с индуктивностью сохраняет то значение, которое он имел до коммутации и начинает изменяться именно с этого значения.

2 закон коммутации: в момент коммутации напряжение на конденсаторе сохраняет то значение, которое оно имело до коммутации и начинает изменяться именно с этого значения.

2 закон Кирхгофа: в любом замкнутом электрическом контуре алгебраическая сумма действующих ЭДС равна алгебраической сумме падений напряжений на всех участках данного контура.

Напомним, длительность переходного процесса составляет .

Рассмотрим, как будет изменяться напряжение на элементах R, L и C в RC- и RL- цепях, когда на их вход подается напряжение в виде прямоугольного импульса, показанного на рисунке 10-31. При этом импульс будет формировать во времени переключателем (см рис 10-31(а,б) рис 10-32 (а,б)).

В момент времени переключатель переводится в положение П ( I ), по истечении времени в момент переключатель переводится в положение П ( 2 ).

Прохождение прямоугольного импульса через RC- цепь.

Рассмотрим процессы в цепи (рис 10-31 а), когда переключатель П переведен в положение I-П( I ).

Согласно ому закону коммутации напряжение на конденсаторе не может изменяться скачком и в момент переключения сохранит свое значение ( ), а затем будет возрастать по экспоненциальному закону (рис 10-31 б).

Где - постоянная времени цепи, в секундах.

Когда переключатель находится в положении П( I ), по второму закону Кирхгофа . Отсюда напряжение на резисторе R (рис10- 31 д) во время зарядки конденсатора

(10-22)

По такому же закону будет изменяться и ток (рис 10-31 г), так как ток I, протекающий через сопротивление R, равен

(10-23)

Ток в цепи в первый момент максимален, затем он убывает по мере зарядки конденсатора.

Рассмотрим процессы в цепи (рис 10-31 а) в момент времени , когда переключатель переводится из положения П( I )в положение П(2).

Согласно ому закону коммутации напряжение на обкладках конденсатора не может изменяться скачком.

Поэтому после переключения в момент времени напряжение на конденсаторе С будет равно значению напряжения до переключения

(10-24)

Конденсатор будет заряжаться с этого значения напряжения по экспоненциальному закону (рис 10-31 в)

(10-25)

После переключения согласно второму закону Кирхгофа

(10-26)

Отсюда напряжение на сопротивлении R

(10-27)

Напряжение будет отрицательным, так как теперь ток через R течет в обратном направлении (рис 10-31 д).

Соответственно выражение для тока будет иметь вид:

(10-28)

Рис. 10-31.Схема и временный эпюры напряжений и тока в RC –цепи ( )

Прохождение прямоугольного импульса через RL-цепь

Переключатель в положении П( I )

Согласно 1 закону коммутации ток в цепи с индуктивностью (рис 10-32 а) не может изменяться скачком. Он нарастает по экспоненциальному закону с постоянной времени (рис 10-32 в). По тому же закону изменяется и (рис 10-32 г), так как . На индуктивности в первый момент напряжение из-за ЭДС самоиндукции, а затем убывает по экспоненциальному закону , так что в любой момент времени соблюдается ой закон Кирхгофа из положения П( I ).

Переключатель переведен в положение П( 2 ) из положения П( I ).

Согласно 1 закону коммутации ток в цепи с индуктивностью не может изменяться скачком. Он уменьшается постепенно, по экспоненциальному закону (рис 10-32 в) , где . По такому же закону, как и ток, изменяется напряжение , так как (рис 32 г).

Напряжение по индуктивности в первый момент максимально(рис 10-32 д), но оно отрицательно, так как ЭДС самоиндукции катушки приближается к нулю, при этом в любой момент времени соблюдается 2 закон Кирхгофа: . Ток в цепи за счет уменьшения магнитной энергии, занесенной в катушке за время , постепенно убывает до нуля (рис 10-32 в).

Рис 10-32. Графики напряжений и тока в RL-цепи.

Дифференцирующие цепи.

Дифференцирующей называется цепь, сигнал на выходе которой пропорционален производной от входного сигнала.

(10-28а)

Сигналом называют физическую величину, несущую информацию. Нижу будем рассматривать импульсивные сигналы напряжения – импульсы напряжения.

Схема реальных дифференцирующих цепей показана на рис 10-33 а и 10-33 б.

Коэффициент пропорциональности М представляет собой постоянную времени цепи .

Для цепи RC =RC, для цепи RL =L/R.

Рис 10-33. Схема дифференцирующих цепей.

Дифференцирующая RC-цепь. (фильтр нижних частот)

Эта цепь является также четырехполюсником. В дифференцирующей RC-цепи сигнал снимается с резистора R, то есть (см рис 10-33 а). Дифференцирующий (входной) сигнал имеет прямоугольную форму(см ниже рис 10-33 а).

Рассмотрим действие такого сигнала (импульса напряжения) на дифференцирующую RC-цепь.

Рис 10-34. Дифференцируемый сигнал (а) и сигнал на выходе дифференцирующей RC-цепи (б),

В момент (включение цепи) напряжение на выходе . Это следует из того, что в момент включения в цепи по второму закону коммутации напряжение на конденсаторе сохраняет свое значение, которое было до коммутации, то есть равно 0, следовательно, все напряжение будет приложено к резистору R( ).

Затем будет уменьшаться по экспоненциальному закону

(10-29)

Если ,за время действия входного импульса ( )конденсатор почти полностью зарядится и в момент , когда действие импульса закончится 0, напряжение на конденсаторе станет равно (на рис 10-34 б показано пунктиром), а в напряжение на резисторе R упадет до 0. Так как теперь цепь отключена от входного напряжения ( =0, ), конденсатор начнет разряжаться и через время напряжение на нем станет равно 0. Ток в цепи с момента изменит направление, а напряжение на резисторе R в момент скачком станет равно и начнет спадать по экспоненте , а через время станет равно 0.

Таким образом, на выходе цепи образуется два остроконечных импульса положительной и отрицательной полярностей, площади которых равны, а амплитуда равна .

Если форма выходного импульса будет иметь другой вид, чем на рис

10-34 б.

Рассмотрим два крайних случая: и (смотри рис 10-35 б и 10-35 в)

Рис 10-35. Изменение формы импульса на выходе дифференцирующей цепи в зависимости от соотношения между и .

А. (см рис 10-35 б)

В этом случае за время длительности импульса конденсатор успевает полностью зарядиться еще до того, как окончится действие импульса. На резисторе в момент включения получается скачок напряжения положительной полярности, равный амплитуде прямоугольного импульса , а затем напряжение убывает по крутой экспоненте и по мере зарядки конденсатора спадает до нуля до окончания действия импульса. По окончании действия импульса (в момент ) конденсатор начнет разряжаться, а за счет прохождения тока через резистор R на входе образуется импульс отрицательной полярности амплитудной - . Площадь этого импульса будет равна площади положительного импульса. Такие цепи называются дифференцирующими укорачивающими.

Б. (см рис 10-35).

Так как время зарядки конденсатора примерно равно , конденсатор успеет зарядиться не ранее, чем через . Следовательно, и напряжение на резисторе , равное в момент , уменьшится по экспоненте, станет равно нулю через . Поэтому за время импульс на сопротивление R практически не искажается и повторяет по форме импульс на входе.

Такая цепь используется как переходная между усилительными каскадами и предназначается для исключения влияния действия постоянной составляющей напряжение с коллектора транзистора предшествующего каскада на последующий.

Из формул и рис 34 и 35 можно заключить, что амплитуда выходных импульсов при различных соотношениях между и остается неизменной и равной , а длительность их с уменьшением уменьшается. Точность дифференцирования будет тем выше, чем меньше по сравнению с .

Наиболее точное дифференцирование можно получиться с помощью операционных усилителей.

Рассмотрим АЧХ дифференцирующей RC-цепи, изображённой на рис. 35а.

Рис. 10-35 а. АЧХ дифференцирующей цепи RC-цепи.

Частотный коэффициент передачи дифференцирующей RC-цепи равен:

Если приравнять к 1/ , то получают нижнюю границу полосы пропускания дефференцирующей RC-цепи .

Из графика 35а видно, что полоса пропускания дифференцирующей RC-цепи ограничена только со стороны нижних частот.

Дифференцирующая RL-цепь

Дифференцирующая RL-цепь показана на рис 33 б, выходное напряжение снимается с индуктивностью L. В этом случае при рассмотрении процессов в цепи при дифференцировании прямоугольного импульса следует воспользоваться первым законом коммутации. Все рассуждения аналогичны тем, какие были при рассмотрении RC- цепей.

Следует отметить, что RL-цепи используются реже RC-цепей, так как конструктивно сложнее.

В связи с тем, что электрический фильтр является четырехполюсником, то для описания его используют коэффициент передачи( ), с помощью которого можно определять диапазон пропускных частот. (рис 10-36).В том случае, если , то электрический импульс с высокой частотой будет пропускаться электрическим фильтром. Если , то электрический сигнал с низкой частотой будет подавляться.

Рис 10-36. Амплитудно-частотная характеристика ФВЧ.

Рассмотрим АЧХ интегрирующей RC цепи, изображённом на рис.2- 39а

Частный коэффициент передачи интегрирующей цепи равен

Если приравнять к 1/ , то получают нижнюю границу полосы пропускания интегрирующей RC-цепи ,

и это объясняет, что интегрирующая RC цепь не пропускает высокочастотных составляющих спектров входных сигналов. Также фильтры ещё называют сглаживающими или низкочастотными фильтрами

Интегрирующие цепи(ФНЧ)

(фильтр высоких частот)

Сигнал на выходе интегрирующей цепи пропорционален интегралу входного сигнала .

Схемы реальных интегрирующих цепей показаны на рис10-37 а и 10-37 б. Коэффициент пропорциональности К в уравнении есть величина, обратная времени цепи ( ). Для цепи RC =RC, для цепи RL =L/R.

Рис 10-37. Схемы интегрирующих цепей.

Интегрирующая RC-цепь.

Эта цепь является также четырехполюсником.

В интегрирующий RC-цепи выходной сигнал (импульс напряжения) снимается с конденсатора C, то есть (смотри рис 37 а).

Рассмотрим, какую форму будет иметь сигнал на выходе, если интегрируемый сигнал (входной импульс) будет прямоугольной формы. При этом сначала, положим, что длительность входного импульса (смотри рис 38).

Рис 10-38. Интегрируемый сигнал (а) и сигнал на выходе интегрирующей RC-цепи (б), .

В момент включения цепи ( ) напряжение на выходе в силу второго закона коммутации будет равно 0, а затем конденсатор будет заряжаться и напряжение на нем будет возрастать по экспоненциальному закону .

По истечению времени действия импульсов конденсатор полностью зарядится и в момент времени напряжение на нем достигнет . С этого момента действие импульса на цель прекращается, конденсатор начинает разряжаться по экспоненциальному закону и через время, равное , напряжение на нем спадет до 0.

Если , амплитуда и форма импульсов на выходе будут другими. Такие импульсы

Показаны на рис 10-39 б для случая, когда ,на рис 39 в для случая когда и нас рис 39 г .

Рис 10-39. Изменение формы импульса на выходе интегрирующей цепи в зависимости от соотношения между и .

Из формул и рис 10-39 следует, что в случае, если постоянная времени цепи , амплитуда выходного сигнала (импульса) будет меньше амплитуды входного сигнала. И она будет тем меньше, чем больше .

Для обеспечения более точного интегрирования постоянная времени цепи выбирается такой величины, чтобы она была значительно больше длительности интегрируемого импульса . При этом учитывается уменьшение амплитуды. Наиболее точное интегрирование, как и дифференцирование, можно осуществить с помощью операционных усилителей.

Интегрирующая RL-цепь

Такая цель показана на рис 10-37, выходное напряжение (сигнал) снимается с индуктивности L.

Все рассуждения и выводы об интегрирующих RC – цепях можно сделать и для RL- цепей. Интегрирующие RL- цепи конструктивно сложнее RC- цепей.

Отметим, что для дифференцирование и интегрирование с помощью RC – и RL- цепей можно осуществлять и в случаях, когда сигнал имеет не прямоугольную, а другую форму, например, трапециидальную.

Так как интегрирующая электрическая цепь является четырехполюсником, то все расчеты ФНЧ аналогичны расчетам ФВЧ. Следует добавить, что на практике, кроме уровня используются дополнительные частоты , которые показывают границу полосы подавления частоты фильтром. АЧХ интегрирующей цепи показаны на рисунке 10-40.

Рис.10-40. Амплитудно-частотная характеристика ФНЧ.

Активные фильтры

В области частот порядка 100кГц необходимы электрические фильтры, требующие значительные электроемкости и индуктивности катушек. В связи с этим при построении электрических фильтров в качестве базовых элементов используют операционные усилители, тогда электрические фильтры называют активными. Следует добавить, что в его схеме присутствуют RC-цепи и операционные усилители. На рис. 41 приведена схема активного фильтра ФНЧ (фильтр низких частот).

Рис.10-41. Схема активного фильтра ФНЧ.

Коэффициент передачи активного фильтра с ФНЧ имеет вид:

(10-30)

В уравнении (30) подбором величин R,C можно получить желаемый вид АЧХ.

Если в фильтрах нижних частот заменить сопротивления и конденсаторы, то можно получить схему активного фильтра высоких частот. Следует заметить, что если параметры схемы остаются прежними, то коэффициенты передачи и граничные частоты уже становятся нижними границами, а крутизна спада АЧХ остается прежней.

Интегральные микросхемы

Рассмотренные выше усилители нашли применение в интегральных аналоговых микросхемах (ИС), но отличаются тем, что дискретное исполнение элементов и функциональных узлов выполнено другими методами изготовления – методами интегральных схематичных микросхем (ИС). ИС – это микроэлектронное изделие (высокая степень миниатюризации ), которая выполняет выбранную функцию обработки электрического сигнала. Такие схемы имеют очень высокую степень упаковки соединений элементов и кристаллов. Интегральные схемы по технологиям изготовления разделяются на гибридные, полупроводниковые, пленочные.

Гибридные ИС содержат компоненты и отдельные кристаллы полупроводника. Полупроводниковая ИС- все элементы и их соединения выполнены в объеме или на поверхности полупроводника.

Пленочные ИС – все элементы и их соединения выполнены на поверхности диэлектрика.

Интегральные микросхемы имеют степени интеграции, показанные в таблице 1.

Таблица 1.

Название схем	ИС (простые интег- ральные схемы)	СИС (средние интег- ральные схемы)	БИС (большие интег- ральные схемы)	СБИС (сверхбольшие интегральные схемы)
Отдельные компоненты	10

При изготовлении интегральных микросхем используется способ обогащения отдельных участков полупроводниковой пластины донорными и акцепторными примесями с использованием высоких технологий.

В интегральных схемах для получения конденсаторов используют электроемкость p-n переходов или наносят на поверхность металла слой диэлектрика, а затем наносят проводящий слой. Сопротивления могут быть получены в виде p-n переходов, включаются в обратной полярности, а также в виде полупроводника, который находится между двумя полупроводниками с другой проводимостью. Индуктивность в схемах получают созданием эффекта отставания тока от напряжения (этот эффект наблюдается в реальной индуктивности), что может быть получено путем замедления движения носителей заряда в полупроводнике. Биполярные транзисторы (например n-p-n типа) для интегральных микросхем создаются в основном следующим способом: на пластину полупроводника кремния при сложном техническом процессе ( ) наносят диоксид кремния толщиной м, а затем почти при такой же температуре вводят бор(p-проводимость) и создается база транзистора, а затем вводят фосфор-эмиттер(n-проводимость), затем создаются контакты напряжениям алюминия в области базы и эмиттера, осаждают слой на область коллектора и присоединяют контакты, выполненные и проволоки. Чтобы оценить степень миниатюризации приведем пример: на кремниевой пластине можно выполнить около 50,000 транзисторов, а современные технологии повышают это число во много раз.

Приведем интегральную схему усилительного каскада(рис 43) и аналогичную этой схеме – принципиальную схему(рис10- 42).

Рис 10-42. Принципиальная схема усилительного каскада.

Рис10- 43. Интегральная схема усилительного каскада.

На схеме транзистор состоит из трех слоев, Э (эмиттер)- , Б (база)- , К (коллектор) - , сопротивление и созданы слоями и , слои и - изолируют резисторы от транзистора при запертых p-n переходах, слои и определяют толщину слоев и , и , соответственно, величину и . Включение усилительного каскада в электрическую цепь осуществляется с помощью контактов 1,2,Э,Б,К.

Источники вторичного питания

Вторичные источники электрического питания необходимы для непосредственного электрического питания электронных устройств и должны обеспечивать устройства напряжением с заданными характеристиками. Эти источники питания получают электрическую энергию от первичных источников (генераторов, аккумуляторов), т.к. питать электронные устройства от первичных источников нельзя. Это связано с тем, что выходное напряжение первичных источников не поддаётся регулировке и наблюдается их недостаточная стабильность. Источники вторичного питания (ИВП) выполняются отдельными блоками или могут входить в состав различных электронных устройств. ИВП разделяется на две группы: 1. инверторные, которые превращают напряжение переменного тока в постоянный ток с помощью выпрямителей и электронные генераторы, которые превращают постоянное напряжение в переменное , для питания электродвигателя; 2. конверторные, которые превращают одно напряжение в другое. (например, трансформатор). Выпрямители - это устройство для преобразования переменного напряжения в постоянное. Структурную схему источников электропитания можно представить в следующем порядке: трансформатор, который соединяется с выпрямляющим устройством (ВУ) (полупроводниковые приборы, обладающие односторонней проводимостью – диоды, транзисторы, триггеры), далее ВУ соединяют с фильтрующим устройством (ФУ),которое соединяют со стабилизатором напряжения (СН), и с СН уже снимают напряжение, необходимое для питания электронных устройств. ФУ предназначено для ослабления пульсаций выходного напряжения и в качестве такого устройства используют фильтры нижних частот. СН в структурной схеме источников электропитания уменьшает влияние внешних воздействий (изменение напряжения питающей электрической сети, изменения нагрузки и др. – на выходное напряжение выпрямителя).

Выпрямители

По качеству выпрямительных волн выпрямители делятся на однополупериодные и двухполупериодные, а по числу фаз питающего напряжения различают однофазные, двухфазные, трёхфазные , шестифазные выпрямители.

3. Однофазный однополупериодный выпрямитель (рисю 10-44)

Рис.10-44. Схема однофазного выпрямителя.

Этот выпрямитель пропускает на выход только одну полуволну, от источника напряжения. (рис. 10-45)

Рис. 10-45. однополупериодное выпрямление.

4. Двухфазный двухполупериодный выпрямитель (рис.10-46).

Рис. 10-46. Схема двухфазного двухполупериодного выпрямителя.

Этот выпрямитель представляет собой параллельное соединение двух однофазных однополупериодных выпрямителей и на выходе пропускается две полуволны (рис. 10-47).

Рис.10-47. Двухполупериодное выпрямление.

Двухфазный двухполупериодный выпрямитель обычно называют выпрямителем со средней точкой вторичной обмотки трансформатора.

Сглаживающие электрические фильтры

Напряжение после выпрямления имеет значительную пульсацию. Для сглаживания пульсации напряжения применяются сглаживающие фильтры. Рассмотрим работу ёмкостного сглаживающего электрического фильтра, схема которого представлена на рис. 10-48.

Рис. 10-48. Схема ёмкостного сглаживающего электрического фильтра.

Конденсатор Сф заряжается через VD до амплитудного значения напряжения U1 в те отрезки времени, при которых напряжение U1 во вторичной обмотке трансформатора превышает напряжение на Сф. В том случае когда Uс>U1 VD закрывается и конденсатор разряжается через Rн и тогда Uвых не уменьшается до минимума во вторую половину периода, а увеличивает усреднённое значение выпрямлённого напряжения по сравнению с однополупериодным выпрямителем без сглаживающего электрического фильтра.

Действие индуктивного сглаживающего фильтра (рис. 10-49) основано на следующем: сопротивление индуктивности постоянному электрическому току незначительно, а сопротивление переменному току –велико, и поэтому падение напряжения на сопротивлении нагрузки от переменной составляющей уменьшается и как следствие, снижается пульсация выпрямленного напряжения.

Рис.10-49. Схема индуктивного сглаживающего электрического фильтра.

Следует знать, что электрические фильтры построенные на пассивных элементах целесообразно применять на частотах выше десятков килогерц до единицы милигерц обычно применяют активные фильтры.

Стабилизаторы напряжения постоянного тока STU

(эталонное напряжение)

Напряжение источников электрического питания электронных устройств обычно изменяются при колебаниях напряжения сети переменного тока. Также напряжение источников может изменяться в зависимости от колебаний силы тока, потребляемой электронными устройствами.

Для стабилизации напряжения источников электропитания применяются стабилизаторы напряжения. Обычно в схемах такой стабилизации используют полупроводниковый стабилитрон, который работает в режиме лавинного пробоя. Условное обозначение стабилитрона в электрических схемах:

Как показывает ВАХ(рис.10-50) стабилитрона в области напряжения пробоя стабилитрона незначительно изменяется при значительных изменениях тока стабилизации и это позволяет применять стабилитрон в качестве источников опорного напряжения, которое должно оставаться неизменным.

Рис.10-50. Вольтамперная характеристика стабилитрона.

Для стабилизации напряжения (получение эталонного напряжения) применяют электронную схему стабилитрона изображённую на рис.10-51.

Рис.10-51. Схема включения стабилитрона.

Для того, чтобы исключить тепловой пробой стабилитрона включают в схему (рис 10-51) сопротивления R, которое ограничивает ток стабилитрона. (обратный ток «p-n» структуры стабилитрона). Дифференциальное сопротивление стабилитрона

Как показывают расчеты при R>>r диф стабилизация становится лучше, если больше отноение R0/rдиф.