Глава 14 особенности построения рлс с широкополосными зондирующими сигналами

14.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛАХ

Широкополосными (сложными) сигналами наливают сигналы ширина спектра которых значительно превышает величину \/х_к.

Основными их преимуществам» являются:

возможность значительного повышения энергии зондирующего импульса за счет увеличения его длительности при сохранении иыеокой разрешающей способности и точности измерения д

поста;

возможность работы нескольких РЛС в одном и том же час­тотном диапазоне без существенного взаимного влияния.

Для расширения спектра сигнала можно использовать модуля­цию высокочастотных колебаний в пределах импульса ■—ампли­тудную, частотную (фазовую), амплитудно-частотную, в частности шумовую, С точки зрения оптимальности энергетического режима работы передатчика наиболее приемлемой является частотная (фазовая) модуляция. Поэтому в данной главе будут рассмотрены особенности построения РЛС только с частотно-модулированными и фаломанииулпровашшмн зондирующими сигналами.

14.2. ВИДЫ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИИ И ИХ ХАРАКТЕРИСТИКА

В РЛС с частотно-модулированным сигналом возможно приме­нение зондирующих импульсов с линейной чзстоттй модуляцией (ЛЧМИ), частотной модуляцией по У-образному закону, нелиней­ным законом изменения частоты, частотной манипуляцией.

Сигналы с линейной частотной модуляцией. Мгновенная часто­та заполнения таких сигналов меняется по линейном)' закон)-.

Достоинство ЛЧМИ—сравнительная простота технической ре­ализаций устройств, обеспечивающих их формирование и опти­мальную фильтрацию.

Недостатки:

сильная взаимная саязь нараметро» а.тнала, характеризующих дальность н доплероиский сднцг, приводящая к неоднозначности измерения дальности при неизвестной скорости цели и наоборот;

появление дополнительных потерь за счет рассогласования час­тотной характеристики линейной части приемника и спектра от­раженного сигнала из-ла необходимости использования весовой

278

обработки для уменьшения уровня боковых лепестков сжатого им-пульса до приемлемого уровня.

В РЛС обнаружения неоднозначность дальность—скорость про­является следующим образом. Доплеровское смещение частоты от­раженного сигнала вызывает смещение выходного импульса опти­мального фильтра по времени. Так как доплеровское смещение частоты заранее неизвестно, то смещение сжатого импульса по вре­мени приводит к так называемой скоростной ошибке определения времени запаздывания отраженного сигнала Л£ -•= /"дт^/П,, -== 2г',-т,_т/лПц, где П„ -ширина спектра ЛЧМИ (при больших значениях произведения П„т_и ширина спектра ЛЧМИ примерно равна девиации частоты Д/дев).

Ошибка определения времени запаздывания приводит к ошиб­ке измерения дальности \R = oAt/2 = сц_гт_и/ЛПи.

Из последнего соотношения видно, что при всех прочих равных условиях ошибка измерения дальности при использовании ЛЧЛШ тем меньше, чем больше девиация частоты в пределах импульса.

В РЛС, предназначенных для обнаружения средств воздушно­го нападения, этой ошибкой в большинстве случаев можно пре­небречь. Вместе е тем свойство ЛЧМИ, связанное с сильной вза­имосвязью между дальностью и скоростью, может с успехом ис­пользоваться а целях упрощения технической реализации ряда устройств, например, анализаторов спектра пли измерителей частоты |-11 |.

У

Рис. 14.1, Устройство формирования сигпалоп г К-образпым законом частотной

модуляции

Сигналы с частотной модуляцией по И-образному закону. Прин­цип формирования таких сигналов иллюстрируется рис. 14.1. До­стоинством их в сравнении с ЛЧДШ является возможность исклю-

279

чёппя скоростной ошибки в связи с симметричным характером модуляционной характеристики.

Недостатки:

при одновременном наличии п антенном луче нескольких целей может возникнуть неоднозначность в измерении их дальности;

некоторое усложнение устройств формирования и обработки сигналов.

Сигналы с нелинейным законом изменения частоты. Использо­вание нелинейных законов изменения частоты в пределах импуль­са позволяет получить шумоподобмый сигнал с телом неопреде­ленности, близким по форме к идеальному. При этом можно из­бежать потерь в отношении сигнал—шум, связанных с весовой об­работкой ЛЧМИ. Недостатками сигналов с нелинейной ЧМ явля­ются:

возрастание сложности РЛС из-за возможной необходимости, использования многоканальной обработки отраженных от целе'й сигналов;

недостаточный уровень разработки устройств для генерации сигналов с нелинейной ЧМ [43];

необходимость подбора и разработки специального закона ЧМ в тех случаях, когда требуется обеспечить заданный уровень бо­ковых лепестков.

Вследствие большой крутизны главных сечений чела неопреде­ленности в области основного пика сигналы-с нелинейной ЧМ на­иболее полезны в системах сопровождения, где значения дальнос­ти и радиальной скорости цели приближенно известны.

Сигналы с частотной манипуляцией. Сигналы с частотной ма­нипуляцией (частотно-временным кодированием) формируются пу­тем скачкообразного изменения частоты в пределах зондирующего импульса. Последний состоит из последовательности .V импульсов, причем несущая частота каждого импульса выбирается случайным или детерминированным образом из некоторого набора частот, перекрывающих рабочий диапазон РЛС. В том случае, когда сме­щение по частоте между соседними парциальными импульсами обратно их длительности (А/=1/т_ял), принципиально возможно получение коэффициента сжатия, равного N². Однако при этом, с одной стороны, резко возрастают требования к стабильности фазовых характеристик систем формировании и обработки сигна­лов, а, с другой, исключается возможность получения большой ширины спектра из-за ограниченности интервала когерентности по частоте.

Па практике, как правило, находят применение сигналы с час­тотным разносом парциальных импульсов Af ~> 1/т_эл (так назы­ваемые многочастотные сигналы). Каждый отраженный парциаль­ный импульс при этом обрабатывается своим частотным каналом, выходы которых объединяются на видеочастоте.

280

i4.fi. особенности построения системы формирования

.ШНДИРУКНЦИХ СИГНАЛОВ (; ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

В РЛС с частотной модуляцией зондирующих сигналов пере­дающее устройство практически всегда выполняется по схеме за­дающий генератор—усилитель мощное* и. Это связано в одних слу­чаях (например, в РЛС с ЛЧМИ) с необходимостью обеспечения жестких требований к стабильности закона изменения частоты Внутри импульса, а в других (например, в РЛС с многочастотным сигналом)—с упрощением технической реализации передатчика.

Рис. 14,2. Задающий генератор ЛЧМИ

Б передающих устройствах РЛС с ЛЧМИ в качестве ЗГ могут использоваться маломощный автогенератор, управляемый по час­тоте (фазе), или пассивный кодирующий фильтр с линейной ха­рактеристикой группового запаздывания (ХГЗ). Час-тога управляемого напряже­нием генератора (рис. 14.2) пропорциональна напряже­нию на управляющем элек­троде. В качестве частот­ного модулятора обыч­но используется генератор трапецеидального напряже­ния (ГТЦ). i [ачальное значение напряжения модулирующего импульса ГТП определяет минимальную (максимальную) частоту в спектре ЛЧМИ, а наклон вершины -скорость изменения часто­ты ЛЧМИ. Если необходимо получить линейную частотную моду­ляцию с минимальными искажениями, то из выходного сигнала а% то генератор а путем временного стробцрования выделяется учас­ток с наиболее линейной зависимостью частота—время. При необ­ходимости иметь большие значения"девиации частоты можно пс-гюлфЗйвзть "умножители частоты. В качестве генераторов могут применяться триодиые генераторы с реактивной лампой, перестра­иваемый напряжением магнетрон (митрон), лампы обратной вол­ны. Основные характеристики некоторых генераторов, частота ко­торых управляется напряжением, приведены в табл, 14.1.

Таблица 1-1.1

Тип управ-1яемого напря­жением геис-	Несуща я частота, МГц		Максимальная нелинейность	Максимальная от­носительная неста­бильность
£.С-геиератор	. [о 50	115	±о,г>	± (10-5... in -.1)
Кварцевый ге- Пера гор	0,1 ...300	±0,25	±1	± (10-S... 10-5)
Митрон	103... Ю4	±50	±1	±2 . 10 з
ЛОВ •'■	2.103-;;.-1,8. 10*	±20	±1X3	±2 ■ 10-э

2»!

Для повышения стабильности характеристик ЛЧМИ в схему (рис. 14.2) вводят устройство, осуществляющее фазовую автопод-стройку частоты колебаний генератора. В качестве эталонного сиг­нала при этом можно использовать выходной сигнал кодирующего фильтра (например, ДУЛЗ (рис. 14.3)). При необходимости (если

Рис. 14.!!. Задающий генератор ДЧМИ с фазовой явтопод

стройкой

ЗГ формирует колебания на рабочей частоте РЛС) между 31" и фазовым детектором системы ФАПЧ включают преобразователь частоты, осуществляющий перенос спектра сигнала ЗГ в область рабочих частот ДУЛЗ. Кодирующий фильтр обеспечивает форми­рование ЛЧМИ с заданными параметрами.

Возбуждение кодирующего фильтра происходит на его рабочей частоте. Вследствие неидеальности формы характеристики группо­вого запаздывания кодирующего фильтра необходимо, чтобы час­тотный спектр возбуждающего импульса был ограничен.. С этой целью между генератором коротких импульсов и кодирующим фильтром включается полосовой фильтр с полосой Пф = П_и.<С ■С Л/кп (Д/кн — ширина спектра короткого импульса). В качестве кодирующего фильтра могут использоваться дисперсионные ульт­развуковые линии задержки (ДУЛЗ) и электрические схемы с дисперсионными свойствами.

При разработке и изготовлении кодирующего фильтра стре­мятся обеспечить выполнение следующих требовании:

равномерность амплитудной характеристики во всей полосе частот шириной П_н;

линейный наклон характеристики группового запаздывания в пределах длительности зондирующего импульса т.,,;

малое затухание;

минимум искажении, что снижает уровень боковых лепестков отраженного от цели сигнала на выходе согласованного фильтра.

Краткие сведения об основных характеристиках различных ти­пов кодирующих фильтров приведены в табл. 14.2.

					Г	а 6 л и ц а 14.2
Tim кодирующего фильтра	п, МГц	Г, MKt	Ik	/о. МГц	Зату­хание, ДБ	Уровень пара-лнтных С1П--налов, дК
Полосковая ДУЛЗ:
алюминиевая	1	500	200	5	15	—60
стальваи	20	350	,100	45	70	-55
Всепропускающаи схема	40	1D00	■soo	25	25	-40
Дифракционная ЛЗ:
перпендикулярная	40	75	1000	100	30	-45
на поверхностных волнах	40	50	1000	ЮС	70	—50
клинообразного типа	250	65	100D	500	50	■ ,10
Меандровая линия	1000	1,5	1000	200(1	2.1	- -10

Дисперсионные характеристики полосковой УЛЗ определяют­ся дисперсионной природой среды, г; которой распространяется волна. В остальных типах кодирующих фильтров используются недисперсионные среды и их дис­персионные характеристики опреде­ляются дифракционными свойства­ми входных и выходных преобразо­вателей.

Рис. 14.4. Полосковая ДУЛЗ

Полосковая ДУ.ПЗ изготовляет­ся из тонкой алтомиписвей или стальной полоски, причем преобра­зователи располагаются па проти­воположных концам полоски (рис. 14.4). Размеры полоски иыбп-раются равными: толщина А_и яй «s Хак/2 {hir. — акустическая длина волны для центральной час­тоты линейного участка ХГЗ), длина /_и = г>аат_и (v_&K — скорость распространения акустических ноли в ДУЛЗ), ширина не явля­ется критическим параметром, если выполняется- условие \1_П ->

Так как полоска должна быть очень тонкой (порядка несколь­ких сотых миллиметра), а точное изготовление ее затруднительно, то обычно колосковую ДУЛЗ помещают в термостат. Регулировка температуры термостата позволяет подстроит], ЛЗ на необходимую рабочую частоту. Одна сторона полоски покрывается поглощаю­щим материалом для устранения отражений, которые могут воз­будить в линии отличные от продольных волны, что может при-

вести к появлению паразитных Сигналов. Если требуется, чтобы линейность ХГЗ полосковой линии лежала в пределах ±2 %, ши­рина полосы частот лилии должна составлять менее 10 % от цент­ральной частоты /ц.

Алюминиевые иолосковые ЛЗ имеют самый низкий уровень за­тухания, по центральная частота и ширина полосы частот для них не могут быть высокими. Для получения временной протяженнос­ти ХГЗ, превышающей 50 мке, рабочие частоты этих линий должны быть меньше 5 МГц. Задержка па центральной частоте и алюми­ниевых полосках составляет 2,8 ... 4 мке/см.

Стальные полосковые ЛЗ имеют большое затухание, но в них можно получить более широкие рабочие полосы частот. Задержка на центральной частоте для стальных полосок лежит в диапазоне 3,6... 4,8 мке/см.

Всепропускающая схема временной задержки представляет со­бой четырехполюсник, у которого коэффициент усиления постоянен и требуемом диапазоне частот, а фазовый сдвиг квадратично за­висит от частоты, что обеспечивает линейную зависимость задерж­ки от частоты. Для обеспечения линейности в большом диапазоне частот используют каскадное соединение четырехполюсников, каж­дый из которых настраивают на несколько отличающиеся частоты.

В дифракционных ЛЗ на поверхностных волнах для создания линейной ХГЗ используются входные и выходные решетки элек­тродов, сформированные на одной и той же поверхности пьезо­электрической пластинки. Расстояние между электродами меня­ется по квадратичному закону. Изменяя ориентацию входных и выходных решеток и расстояние межд\ ними, можно изменять за­кон частотной модуляции и получать либо лппейпо-падающую, либо линейно-парастаюохую ХГЗ.

Рис. 14.5. Передающее устройство с кодирующим фильтром

Передающие устройства, в которых пассивный кодирующий фильтр непосредственно используется в качестве ЗГ (рис. 14.5), в основном находят применение в маломощных РЛС. Это объясня­ется тем, что из-за малой мощности выходных сигналов кодиру-

'Ж

ющсго фильтра (доли милливата) достижение приемлемой выход­ной мощтгости передатчика обеспечивается только лить при значи­тельных коэффициентах усиления (« 90... 100 дБ) усилителя мощности. Из-за неизбежного увеличения числа каскадов возрас­тают требования к стабильности характеристик элементов усили­теля мощности и возникает необходимость в принятии специаль­ных мер по обеспечению развязки между входом и выходом уси­лительного тракта' во избежание регенеративных эффектов и са­мовозбуждения.

Рис.. 14.G. Задающий генератор с синтезатором частот

В РЛС с многочастотным сигналом гс качестве ЗГ используется управляемый синтезатор частот (рис. 14.6). Устройство управле­ния структурой зондирующего сигнала обеспечивает формирова­ние синтезатором требуемого набора частот и порядок их чередо­вания в пределах зондирующего импульса. Длительность парци­альных импульсов определяется длительностью импульсов стро­бов, подаваемых па ключи. Усилитель мощности является широко­полосным и реализуется обычно па базе ЛБВ и амплитронов (см. т_;абл. 10.1).

(4.4. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ СИСТЕМЫ ОБРАБОТКИ ОТРАЖЕННЫХ СИГНАЛОВ С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

В РЛС с мпогочастотпыч зондирующим сигналом система об­работки является многоканальной по частоте. Структура каждого канала практически не отличается от структуры системы обработ­ки в одночастотных РЛС с узкополосным зондирующим сигналом, принципы построения которой рассмотрены ранее. Поэтому огра-

285

нвчнмся рассмотрением особенностей построения системы обра­ботки в РЛС с ЛЧМИ.

Одним из основных элементов системы обработки является квазиоптимальный фильтр для ЛЧМИ, состоящий из полосового фильтра с полосой пропускания П„, и фильтра сжатия, ХГЗ кото­рого должна быть зеркальной к закону изменения частоты ЛЧМИ, поступающего на его вход. Это требование может быть обеспечено путем применения в приемном тракте фильтра сжатия с ХГЗ, зер­кальной к закону изменения частоты зондирующего импульса, или устройства инверсии закона частотной модуляции в сочетании с фильтром сжатия, ХГЗ которого совпадает с законом изменения частоты зондирующего импульса (рис. 14.7).

Рис. И.7. Синем л обработки ЛЧМИ cm на леи с нпверсней закеша частотной модуляции

Второму способу во многих случаях отдают предпочтение в связи с возможностью использования однотипных фильтров в сис­темах формирования зондирующих и обработки отраженных сиг­налов.

Устройство инверсии закона частотной модуляции представля­ет собой преобразователь частоты с выделением нижней боковой полосы частот сигнала. Частота гетеродина fn превышает макси­мальное значение частоты ЛЧМИ на входе смесителя 2. Для того чтобы инверсирование закона осуществлялось без изменения не сущей {центральной) частоты ЛЧМИ f_npi, значение /та дол ж ни быть равно 2/прь

Вследствие прямоугольного характера амплитудного спектра ЛЧМИ огибающая сигнала па выходе фильтра сжатия имеет па-ряду с большим основным лепестком более слабые, по все же до­статочно интенсивные боковые лепестки по дальности. Например, если П„Тц > 30, то первый боковой лепесток имеет уровень —13 дБ относительно максимума сигнала. Уровень следующего лепестка

приблизительно па 4 д[3 ниже уровня предыдущего и т. д. Эти бо-ковые лепестки являются источником взаимных помех при нали­чии в соседних интервалах дальности двух пли более сигналов и могут ограничить эффективный динамический диапазон радиоло­кационного приемника при приеме сигналов от больших целей. Чтобы ослабить боковые лепестки, необходимо в приемный тракт включить фильтр с плавно спадающей ЛЧХ — корректирующий фильтр.

Примером последнего может быть фильтр с колокольной ЛЧХ (гауссов фильтр) К (/) = ехр {— л [(/ — Ы/П₍[,]²}, где Пф — по­лоса пропускания фильтра на уровне 0,46. По мере сужения по­лосы пропускания фильтра заметно уменьшается уровень боковых

(П = Л/леп/Пф —ОТ-

лепестков (рис. 14.8). Так, уже при п = 1,3 ношение девиации частоты к полосе пропускания фильтра) величина пер-, вого бокового лепестка уменьшаете л па 10 дБ.

Ослабление боковых лепестков со­провождается расширением основного лепестка. Однако оно является сравни­тельно небольшим. Подавление боко-пых лепестков при применении гауссо­ва фильтра приводит также к ухуд­шению отношения сигнал—шум па 1...2 дБ.

Рис. 14.8. Зависимость уровня боковых лепесткоп сжаюгп импульса от относи­тельной полосы пропускания корректирующего фильтра с колокольной АЧХ

Большее ослабление боковых лепестков выходного сигнала можно получить путем специальной весовой обработки, например, С помощью фильтра с ЛЧХ вида

(14.1)

где р. — функция пьедестала. При соответствующих значениях па­раметров п и |i. уровень боковых лепестков можно снизить до 40 дБ (табл. 14.3).

Иногда подбирают частотную характеристику таким образом, чтобы уменьшить дальние боковые лепестки, допускай большой уровень лепестков около сжатого импульса.

АЧХ, близкую к (14.1), можно получить с помощью так назы­ваемого трансверсального фильтра (рис. 14.9), в состав которого входят широкополосная недисперсионная линия задержки на про­межуточной частоте с отводами через 1/П„, устройства управ-

287

ления амплитудой и фазой сигналов в каждом отводе и сумма­тор. Значения комплексных весовых коэффициентов в каждом от­воде устанавливаются в соответствии с выбранными значениями параметров а и ц и количеством отводов.

Т и 6 л и u a I4.3

Параметры час-		1 ... Параметры сжатого импульса
тотное харак к^ъ- рнгтики		Кадффицнеи г расширения, им пульса	Максимальный уровень Оокопого .^ric пест и а	Ухудшение.,. о] ношения сигнал -шум, дБ
11
1	0,01	1,30	—23	11,82
2	0,011	1,59	—32,2	1.76
2	0,08	1,50	—42,8	1,34
2	0,10	1,41	—34,0	1,01
■3	0,02	1.80	—40.8	2,23
■1	П,0|	2,00	—43.5	2,78

Необходимость включения корректирующего фильтра н прием­ный тракт приводит к потерям, обусловленным отличием формы АЧХ линейной части приемника от оптимальном. Числовое значе­ние коэффициента £._Рфа, учитывающего эти потери, составляет 1 ... 2 дБ.

Рис I 1 9 CTpj к i \ рная схе­ма i рансверсалыгато филы ■ на

Потери f-рфз. обусловленные неоптн-мальпоетыо фазочастотной характерис тики приемники, имеют место, если фа­зовая характеристика фильтра сжатия неточно сопряжена с фазовым спектром ЛЧМИ, Примером такого рассогласова­ния может служить случай, когда ХГЗ фильтра имеет другом наклон по сравне­нию с законом изменения частоты в ЛЧМИ, Числовое значение коэффициен­та потерь L_]h,|m в некоторых случаях мо­жет достигать грех л более децибел.

Для стабилизации частоты ложных гревот и защиты от импульсных поме.х

с другим законом впутриимпульсной модуляции перед фильтром сжатия включают ограничитель. При этом качество обнаружения несколько ухудшается. Однако если база сигнала превышает 30, то потери в отношении сигнал—шум не превышают одного деци бели даже в тех случаях, когда ограничение производится на уров­не эффективного значения шума.

Вследствие эффекта подавления п ограничителе слабого сиг нала сильным эхо-сигналом вероятность обнаружения слабого

сигнала быстро уменьшается при увеличении степени перекрытия сигналов (уменьшении расстояния между сильной и слабой целя­ми), если после фильтра сжатия установлен фиксированные порог обнаружения. Это уменьшение вероятности обнаружения связано не с ухудшением отношения сигнал—шум для слабого сигнала, ас подавлением и слабого сигнала, и шума в области, охватывающей временную длительность сильного сигнала. Влияние этого эффек­та можно ослабить, если после фильтра сжатия включить лога­рифмический обнаружитель с ПЧЛТ, рассмотренный в §9.13. Устройства защиты от активных и пассивных помех r РЛС с ЛЧМИ по принципам построении и функциональной структуре та­кие же, как н в РЛС с узкополосным зондирующим сигналом. Сле­дует лишь иметь в виду, что устройства защиты от АШМП по ос­новному и боковым лепесткам диаграммы направленности (поля­ризационные и пространственные АК) целесообразно включать до фильтра сжатия. В противном случае последним нужно включать и в дополнительные каналы приема.

Если передатчик РЛС с ЛЧМИ не обеспечивает достаточно вы­сокую стабильность несущей частоты и закона ее изменения, то для сведения к минимуму ошибки измерения дальности, обуслов­ленной неоднозначностью дальность—скорость, импульсы запуска оконечных устройств должны формироваться из ослабленных зон­дирующих сигналов, прошедших фильтр сжатия.

14.5. КОДЫ, ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ В РЛС С ФАЗОМАНИПУЛ ИРОВАННЫМИ ЗОНДИРУЮЩИМИ СИГНАЛАМИ

Особенности сигналов с ФКМ. В отличие от сигналов с ЛЧМ сигналы с ФКМ имеют идеальную форму корреляционной функиин с минимальной площадью эллипса неопределенности.

Другим достоинством сигналов с ФКМ является то, что схемы формирования и генерирования длинных сигналов с ФКМ в боль­шинстве случаев оказываются более простыми, чем при исполь­зовании ЛЧМ (44).

Поскольку характеристики сигналов, а также степень простоты технической реализации схем формирования и обработки сигналов с ФКМ зависят от вида кода фазовой манипуляции, при разра­ботке РЛС выбор соответствующего кода является важной :ш-дачей.

Рассмотрим особенности основных видов кодов.

Бинарные фазовые коды. Бинарный фазовый код представляет собой последовательность 1 и 0, +1 и —1. Фаза излучаемого РЛС сигнала изменяется попеременно, принимая значения 0 или 1^0° в соответствии с чередованием элементов 1 и 0 или +1 и -1 в фа­зовом коде.

Коды Баркера. Специальный класс бинарных кодов составляют оптимальные коды или коды Баркера [43]. Их оптимальность ;ia- 19. Зак. 88. :!89

ключается в том, что амплитуда пика автокорреляционной функ­ции равна N, а амплитуда боковых лепестков ^ 1 (здесь N — чис­ло парциальных импульсов в сигнале с ФКМ или длина кода). Существует лишь небольшое число таких кодов (табл.' 14.4).

Таблица 14.4

Длина кода	Эдсмен i ы кода	Относительный уровень боковых лепестков, дБ
2 3 •1 т> 7 11 13	т + — -■- + + — + + + + - + + -г ■ 1 1	—6 —9,5 —12 — 1й,Э —20,8 —22,3

Изменение знаков элементов кода на противоположный для всех Л' даст коды, обладающие точно такими же автокорреляцион­ными функциями.

При Рд Ф- 0 наблюдаются высокие побочные максимуму тела неопределенности сигнала. В связи с этим коды Баркера целесо­образно применят!, при известней и.ш малой частоте Доплера Гц.

Последовательности максимальной длины (М-последователь-ности). Эти последовательности представляют собой набор N пе­риодически повторяющиеся символов </,-, каждый из которых мо­жет принимать одно из двух значений: -|-I пли -1.

Значение каждого последующего символа определяется взятым t противоположным знаком произведением значений двух или большего числа (но всегда четного) предыдущих символов: </; = = —di-ndi -„, ■■■ di-id_;-_h, причем п >■ w >...>/> к > 1.

Б частном случае диух сомножителей d_: = di-_:id;-u-

При правильном выборе чисел т, ,.., I и к такой код будет иметь следующие специфические свойства.

Во-первых, период кода равен ;V = 2" — 1, где п ■ ■ число раз­рядов сдвигового регистра и генераторе кода.

В течение периода кода образуется неповторяющаяся элемен­тарная последовательность {с!,} из /V символов. Во-вторых, раз-ппеть между числами отрицательных и положительных символов всегда равна единице. В ipeibiix, в результате умножения кода на такой же, ко задержанный код, получается первоначальный код с новой задержкой.

Корреляционная функция М-последовательности имеет макси­мальное значение, paling' ,V, и у ровен!. боковым лепестков, не

превышающий Л'¹'². Последовательность может быть конечной и ограничиваться одним периодом либо состоять из нескольких периодов. В непрерывном режиме это будет бесконечная последо­вательность. Формирование М-последовэтельноети наиболее удоб­но и просто осуществлять с помощью регистров сдвига с линей­ными обратными связями.

Многофазные коды. При многофазном кодировании фаза не­сущей частоты сигнала меняется в большом диапазоне, принимая, например, значения 0, 120, 240° и т. д. Примером многофазных кодов являются коды Фрэнка.

Для построения кода Фрэнка используется матрица, имеющая следующую общую структуру:

0 0 0 ..- 0

0 1 2 ... N — 1

О 2 4 ... 2 (N — I)

0 N - 1 2 (N— 1) ... (Л'— \)^?-

Эту матрицу можно читать как по строкам, так и по столбцам. Ее элементы представляют собой коэффициенты — сомножители основного фазового угла 2лр/Л^г, где р и .V — целые и взаимно простые числа. Кодовая последовательность образуется путем раз­мещения строк или столбцов последовательно друг за другом. При этом получается последовательность, содержащая Л'² элемен­тов." Например, при р = 1 и N -= 3 получаем последовательность О', 0, 0, 0, 1. 2, 0, 2, I.

Элементы этой последовательности представляют собой числа по модулю N (т. с. 3). Закон чередования фаз парциальных им­пульсов, соответствующий записанной последовательности, имеет кпд {<р,-} = 0, 0, 0, 0," 120, 210. 0, 240, 120".

Автокорреляционная функция рассматриваемой последователь­ности для периодической ее структуры имеет нулевой уровень бо­ковых лепестков по оси времени. Для апериодической последова­тельности относительный уровень боковых лепестков при большом значении 'N составляет д-'А"''². Это примерно па 10 дБ меньше уровня боковых лепестков бинарных кодированных сигналов той же длины. Однако характеристики многофазных кодов быстро ухудшаются при налички диплеровского сдвига частоты (относи­тельный уровень боковых лепестков при определенных условиях может достигать 0.3... 0,4). Эта особенность многофазных кодов в значительной степени ограничивает область их применения си­туациями, в которых донлеропекпй СДВИГ мал или им можно пре­небречь.

14 6. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ СИСТЕМ ФОРМИРОВАНИЯ

ЗОНДИРУЮЩИХ ФКМ СИГНАЛОВ

Передающее vcrponcnio н РЛС с зондирующим ФКМ сигналам всегда выполняется по схеме задающий генератор — усилитель мощности'. Задающий генератор может быть реализован либо на основе формирующего фильтра с линией задержки, в отводы кб-1'орой включены фазовращатели, изменяющие фазу парциального импульса а соответствии с кодом (рис. 14.10а), либо па основе формирователя видеокода, управляющего ключами (рис. 14.106).

Рис. 14.10 Задающий генератор фэзематгаулировашюго сигнала: а — на основе формирующего фильтра с линией задержки; б— с формирователем видеокода

Функционально необходимым элементом системы формирования является преобразователь частоты, обеспечивающий перепое спект­ра сигнала ЗГ в область рабочих частот РЛС. Это объясняется тем, что частота ЗГ ограничивается либо рабочей частотой линии задержки (обычно ультразвуковой), либо частотой кварца. При приемлемых зтгачениях длительности парциальных импульсовt_b.-i база ФКМ сигналов может быть увеличена только лишь за счет

292

увеличения числа парциальных импульсов и, следовательно, т„ = — Л'т!,.-!. С увеличением т._и возрастают требования к стабильности частоты зондирующего сигнала Р.ПС (см. § 5.7), что и диктует необходимость использования кварцевых генераторов для форми­рования исходных колебаний.

Усилитель мощности должен обеспечивать возможность уепле-цяя сигналов большой длительности при минимальных искажени­ях их фазовой структуры

14.7. особенности построения системы обработки Отраженных фкм сигналов

Отличительной особенностью Системы обработки ФКМ сигна­лов так же, как и ЛЧМ сигналов, является наличие фильтра сжа­тия. Такой фильтр включается после УПЧ. епгласонапного со спектром парциального импульса, и реализуется на .■ниши задерж­ки с отводами через т.,.,. В отводы линии включаются фазоираща-тели, обеспечивающие изменение фазы в порядке, обратном зако­ну ее изменения в отраженном сигнале.

В остальном структура системы обработки такая же, как и в Р.МС с ЛЧМИ.